CN1052232A - 具有级联开关部分的开关装置 - Google Patents

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Abstract

将开关级联起来，以便提高开路衰减。级联的第 一开关(14)包括L型衰减器，该衰减器具有包括电 阻(16)的串联支路和包括齐纳二极管(22)的并联支 路。耦合到衰减器和级联连接的第二开关(30)上的 偏置网络(26、28、32)，控制二极管偏置以便当第二 开关断开时，工作在特定正向导通状态下；当第二开 关闭合时，工作在特定的反向偏置状态下，以便使衰 减器提供多个功能，这样提供的直流偏置与加到后续 电路上的直流电源具有跟踪关系。

Description

具有级联开关部分的开关装置
本发明涉及信号开关装置，特别涉及那类使用级联开关部分用于增加对被关断高频信号分量的开路衰减的装置。
由开关所提供的衰减，当开关被断开时(“关断状态衰减)，对开关电路、特别是对包含大量高频能量的各种应用中的被关断信号来说，是一个重要的品质因数。例如：关断发生在许多电视装置(例如：记录装置、接收装置、监视器、效果发生装置等)的视频输入信号之间时，重要的是未被选择的视频输入信号应被衰减到最小电平之下，以避免对已选择的视频输入信号的干扰。一般地说，需将来被选择的视频信号衰减至少60dB，最好是衰减得更多。在视频频率下，这样的衰减电平不能轻易地以传统的集成电路开关获得，例如，由于寄生电容的存在。由于这个原因已有多种方法被提出用于改进集成电路开关的开路衰减。在以下两个实例中所描述的一种这样的技术，是以级联方式将开关连接起来，以使其开路衰减相加。
开关级联用于改进开路衰减的第一个实例在1985年6月4日公开的，尼哥布罗威兹(Nigborowiez)等人所写标题为《Video Source Selector》、专利号为4521810的美国专利中描述了。在该开关电路的特定实施例中，射极跟随器以级联方式与CMOS型集成电路开关连接，钳位晶体管连接到射极跟随器晶体管的基极上，当CMOS开关断开时，控制射极跟随器禁止其工作。当开关被断开时，通过这种方法，使被关断的视频信号受到被禁止的射极跟随器电路和CMOS开关的衰减。
级联开关电路的第二个实例在1987年1月20日公开的，戴斯(Deiss)所写标题为《Signal Source Selector》专利号为4638181的美国专利中描述了。在戴斯的专利中公开的特定实施例中，把二极管开关与CMOS集成电路开关串联连接。该电路包括偏置电路，该偏置电路当CMOS开关闭合时，通过CMOS开关将导通电流传送到二极管开关上。另一偏置电路当CMOS开关断开时，将反向偏置加到该二极管开关上。为了使开路衰减最大，戴斯建议使用P-i-n型二极管，因为这种二极管呈现出非常小的结电容，由此，当二极管关断时，寄生耦合最小。
前述级联视频开关的两个实例提供极好的衰减特性。然而，没有一个实例明确地论述了与过压保护相关的问题。
在某些应用中，例如在视频切换中，当连接到输入信号源上的视频电缆以及当加电或断开这种信号源时，可能会出现瞬变。尽管对于集成电路模拟开关的生产厂家来说，直接在集成电路上包括某种形式的输入保护一般是实际的，
但是，所提供的这种保护却可能并不总是足够的。
本发明部分地存在于承认对开关电路的要求：
(1)它提供高的开路衰减；
(2)它为任一极性的信号瞬变的过压保护作了准备；
(3)当开关闭合时，它还具有提供输出电压的、预定直流分量的能力。
在根据本发明的开关装置中，第一和第二开关在信号输入端与信号输出端之间以级联方式连接。第一开关含有具有包括阻抗的串联支路和包括击穿器件的并联支路的L型衰减器。当第二个开关断开时，耦合到衰减器上的偏置网络控制击穿器件的偏置使其工作在预定的电流导通电平上，并且当第二个开关闭合时，该偏置网络控制击穿器件的偏置使其工作在预定的偏置电压电平上。
在本发明的实施例中，在信号输入端和输出端之间，第一开关和第二开关以指定的次序连接起来。在另一实施例中，开关的次序倒过来。
本发明已在前面叙述了的及其进一步的特征将依照附图加以说明，其中相同的元件标以相同的参考号。
图1为部分地以框图形式表示出实施本发明的开关装置的电路图；
图2为表明出现在图1所示装置工作期间内的某些偏置情况下的电流——电压图；
图3和图4示出交流等效电路，它表示了图1装置的工作的某些方面；
图5为部分地以框图形式表示出图1所示装置的某些变型的详细电路图；
图6表示图1所示实施例的一种变型，其中，特别的是把级联连接开关的位置倒过来了。
图1所示开关装置是级联型的，即：它包含以串联形式连接在信号输入端10和信号输出端12之间的两个开关。如前面所解释的，由于这两个开关的衰减是相加的，所以，级联开关提供改进了的开路衰减。
根据本发明的一个方面，级联连接的第一开关14含有具有串联支路和并联支路的“L”型衰减器。该串联支路含有在信号输入端10和衰减器输出节点20之间串联连接的电阻16和电容器18。该并联支路含有一击穿半导体器件，此处示为齐纳二极管22，把22的阳极连接到参考电位(地)点上，把22的阴极连接到该衰减器输出电路的节点20上。齐纳二极管22的开启偏置电流由电流源24提供，24含有电源电压输入端26和耦合到该电源端子26与衰减器14的输出节点20之间的电阻28。级联连接的第二开关10耦合到衰减器输出节点20和开关装置的信号输出端12之间。齐纳二极管22的关断偏置是由耦合的信号输出端12与参考电位(地)源之间的负载电阻32提供的。可自由选择的输入终接负载电阻8可被耦合到输入端10与地之间。
作为图1所示开关装置的某些特征的简短概括，衰减器14提供双重功能，即(1)增大整个开路衰减；(2)为任一极性的输入信号瞬变提供过压和过流保护。正如在下面所详细讨论的，过流保护或电流限制特性是由衰减器14的串联支路的电阻16提供的。该电阻对任一极性的输入信号瞬变的输入信号电流加以限制。过压保护是由并联支路的齐纳二极管22提供的。该击穿器件把衰减器最大正的输出电压限制为齐纳击穿值，并且把衰减器最大负的输出电压限制为齐纳二极管正向偏置的电压降。将会发现，齐纳二极管22也具有电流限制功能，它将过大的输入电流分流到地，并通过对其后电路电压的限制也有效地限制了这些电路的电流。
简单地说，对衰减器14的控制由开关30提供如下：当开关30断开时，从源24来的电流全部流经二极管22使二极管导通，并衰减输入信号。下面详细讨论这样提供的精确衰减。当开关30闭合时，从源24来的电流改道流经开关30和负载电阻32到地，由此将二极管22关断。这将衰减减至最小值以提供预定的插入损耗，并在端12上产生预定直流输出电压，为可能连接到输出端12上的其后的负载电路(例如，放大器，未示出)建立一静态直流偏压。
在图1的具体实例中，所示出的级联连接的开关30是具有开和关状态的单刀开关。该开关可以为机械型的，在开关为机械型的情况下，本发明的过压保护特性使得可连接到该开关装置信号输出端12上的任何实用装置(未示出)得到好处。在本发明原理的优选应用中，开关30将是可具有多个刀的、以集成电路形式构成的电子开关。以后将要讨论的图5给出一个实例，即用四个位置的集成电路开关做为开关30。在该例中，本发明可提供过压保护的好处增强了通常是由集成电路生产厂家“在芯片上”所提供的内部过压保护。
图1所示开关装置的详细工作过程将在此加以讨论。当开关30在断开状态下(如图所示)，电流源24提供偏置电流I1到齐纳二极管22，它将二极管22置于低阻抗导通状态。电容器18在衰减器14的串联支路内提供阻隔电流I1的功能。本发明的这一特征保证了齐纳二极管的全部导通电流流经齐纳二极管22，无一改道流入信号输入端10的。这一特征有利地容许人们不需考虑耦合到输入端10上的信号源阻抗，就能精确地确定齐纳二极管22的工作偏置点。
这种结构的特征是，当二极管22导通时，由衰减器14提供的衰减可通过选择偏置电流I1进行控制，并可结合图2所示齐纳二极管特性(电导)曲线通过使用图3的交流等效电路以很高精度来确定。
更详细地说，根据分压原理，衰减等于并联支路的阻抗与并联支路、串联支路阻抗之和的比。从图3的交流等效电路中，显然串联支路的交流阻抗仅仅是串联电阻器16的值，且并联支路的阻抗等于偏置电阻28和齐纳二极管22的导通电阻值(由电阻40示出)的并联组合。由此可以容易地对于给定的所需衰减值以及电阻器16、28的具体值，计算出所需的二极管电阻。二极管电阻的精确方程式如下：
R40＝K(R16)(R28)/[(R28)-K(R16)-K(R28)]    (1)
其中：
R40为待确定的二极管电阻
K为由比值Eo/Ei表示的衰减系数
R16是串联支路的电阻
R28是电流源24的输出电阻，在该实例中，由电阻28
   的值给定。
根据实际情况，电流源24的输出阻抗(电阻28)与二极管40的所需导通电阻相比相当大。在这种情况下，上述关于二极管电阻的方程式(1)简化如下：
       R40＝K(R16)/(1-K)                 (2)
一旦所需的二极管电阻被确定，偏置电流I1的值随之即可从图2所示的齐纳二极管特性曲线上确定。该曲线(未加分度)代表具有阈值约为6.2伏的小功率(例如0.5瓦)
齐纳二极管的典型电导特性。图中示出三个工作点。点A代表在关断之下的二极管电导。该工作状态将在后面讨论。点B和点C分别表示当二极管在电流约为1mA和2.5mA正向偏置下的二极管工作点。在给定工作点上的二极管曲线的斜率代表二极管的电导。如所看到的，二极管电流I1的增加导致二极管电导的增加由此而减小了二极管的电阻。
选择特定工作点(B或C)依赖于两个因素，即所需衰减和输入信号的最大预期的负向偏移。更具体地说，二极管工作点(导通电流)应该足够高，以使二极管的导通电阻满足所需的衰减(上述方程式(1)或(2))并使峰值负向输入信号的偏移不致将二极管关断。由于这些原因，当切换相对大的信号时(如基带视频信号)，最好把二极管22偏置到“C”点，C点相对地远离二极管曲线的拐点；而不要偏置到相对于曲线拐点近的“B”点。当被切换的输入信号是小信号(如几百毫伏的射频信号)时，可以在比较接近于特性曲线拐点的地方工作而无输入信号把二极管驱动到关断的危险。
对选择具体二极管工作点的另一考虑是整体的功率损耗。将会注意到，当开关30断开时，功率损耗在电阻28和二极管22上；当开关30闭合时，功率损耗在电阻28和电阻32上。为将功率损耗减至最小，必须对齐纳二极管22选择最低的工作点，以达到双重目的：(1)提供足够的衰减(2)提供安全系数以保证预期输入信号的最大负值不致在开关装置正常工作期间内关断齐纳二极管。更进一步的考虑是关于切换速度。如果电流值较小时，通常可较快地从齐纳二极管及与其相关的寄生电容中使电流改道而达到关断状态。总之，当齐纳二极管22导通时的工作点依赖于多种因素，其中包括：所需衰减，待切换输入信号的最大负值，整体功率损耗及切换速度。对于额定1伏峰——峰值视频信号的基带视频信号的切换，已发现：对于典型为400mw/5.6v的齐纳二极管来说，约2.7毫安的工作点(图2中的C点)是令人满意的。
回到图1，当开关30闭合时，负载电阻32使电流I1从齐纳二极管22中改道，并使二极管22关断，加到输入端10上的输入信号S1被接通到输出端12上。为了保证二极管22完全关断，可以选择I1和负载电阻32的值以使电流I1与负载电阻32值的乘积小于二极管22的击穿电压。这可用数学方式表示为：
        (I1)(R32)＜Vz            (3)
其中：I1是由电流源24提供的电流；
      R32是负载电阻32的值；
      Vz是齐纳二极管22的阈值电压。
如果方程式(3)适用于图1所示开关，则有利地保证全部电流I1改道到负载电阻32上。这会紧接着发生的，因为电容18阻隔了串联支路的直流电流，当二极管22处于关断状态时，它基本是一开路电路。因此，在这种情况下，在输出端12上产生的电压静态直流分量与串联支路的阻抗完全无关，也与加到输入端10上的输入信号中可能存在的直流分量无关。
更详细地说，在本发明的优选应用中，电压源Vs和电阻28和电阻32的值如此选定，以使当开关30闭合时，齐纳二极管被偏置在大约4伏的电位上(图2中的点A)。在该电压下，齐纳二极管22已被完全关断，输出电压相对于地为正，并产生适合于偏置可能被耦合到输出端12上的直流耦合放大器输入级的直流静态电平。这一点在以后关于图5的讨论中将详细地表示和描述，并且提供了可以完全消除后继直流耦合放大器对于直流偏置电路的需要这一优点。换言之，二极管开关的偏置电路起到双重功能的作用：也为后继的放大器提供适当的直流偏置，从而节省了元件，并由此改善了开关和放大电路的整体可靠性。
现在考虑图1所示开关装置的插入损耗。图4是开关30处于闭合状态下开关装置的交流等效电路。为简化等效电路的分析，假定：与负载电阻32的值相比较，开关30的导通电阻可以忽略不计。根据这一假定，整个开关电路的衰减等于并联支路的电阻(电阻28和32并联)与串联支路电阻(电阻16)、并联支路电阻之和的比。它可以被表示为：A＝(R28)(R32)/[(R16)(R28)+(R16)(R32)+(R28)(R32)]  (4)
其中：A为衰减Eo/Ei
      R16为串联支路电阻的值
      R28为电流源24输出阻抗的值(即电阻28)，以及
      R32为负载电阻32的值
通过把负载电阻32的值和电流源24的阻抗值，相对于串联支路阻抗(电阻16)的值选择得较大，能够使开关装置总的插入损耗变得相当小。作为第一实例，利用下列电阻值R16＝270欧姆，R28＝5600欧姆，R32＝2700欧姆时，获得大约只有1.2dB的插入损耗。作为另一实例，当利用下列电阻值R16＝270欧姆，R28＝2200欧姆，R32＝1000欧姆时，获得小于3dB的插入损耗。后面一组电阻器的值被用于实现图5所示本发明的优选实施例中。
图5表示了本发明的进一步特征，用以在多个源之间提供切换，并用于对开关信号提供放大。在本发明的这一实施例中，电路被简化：对所有的源只需单一的负载电阻器，并且利用了提供预定输出电压的特征，以便有利于对输出直接耦合放大器提供直流偏置。放大器完全克服了开关的插入损耗，同时也提供附加的增益。由于减少所需负载电阻的数目和减少为放大器建立直流偏置所需的元件数目，所以改进了多个输入信号切换的可靠性，从而增强了来源于图1所示基本配置的优点。
详细地说，图5所示的实例被设计用来选择四个输入信号中的一个输入信号以便利用电视装置，例如：记录装置、接收装置、监视器、特技装置等等进行处理。四个输入端500-506分别终接了终接电阻器508-514。对于这一具体的应用(视频开关)，把终接电阻选择得稍大于信号源的特性阻抗，对于75欧姆的源阻抗，示范性的值为82欧姆。选择终接电阻稍大于源阻抗的原因是，当开关闭合时，附加电阻出现在输入信号端上。这一附加负载有效地与输入电阻并联，使有效的终接阻抗减小到耦合到端子500-506上的信号源的特性阻抗。
衰减器516-522被耦合到输入端500-506上，并与图1所示衰减器14具有相同的结构。对于这种衰减器，示范性的元件值如下：
        串联电阻：270欧姆
        串联电容：470微法
        并联齐纳：5.6伏，1/2瓦
每个衰减器的导通偏置由电源端子530提供，该电源端子530通过衰减器516-522各自的电阻540-546连接到衰减器516-522的输出节点532-538上。这些电阻的每一个的示范性的值为2200欧姆。
衰减器516-522的输出端532-538被连接到四输入单掷开关550各自的输入端552-558上。该开关550(由虚线所包围)包括四个由解码器560控制的四个独立的开关(A、B、C和D)，使得四个开关中的一个开关响应于加到开关解码器输入端562和564上的两位二进制控制信号而闭合。四个开关A-D的输出端连接到一起，连接到输出端子556上。具有这种特征的集成电路模拟多路转换开关是CD-4052型的，从很多生产厂家都可以买到。例如：见RCA公司1980年出版的、这里引为参考的数据手册《RCA cos/Mos集成电路》，该数据手册中还包括适合于实现本发明的其它开关结构(例如，单刀单掷、双刀双掷和三刀双掷)。其它适合的开关可以从其它CMOS技术和其它集成电路技术(如NMOS、PMOS和双极性)的其它生产厂家买到。
只需要把唯一的负载电阻560有利地连接到开关550的输出端556上。由于终接的、衰减的和电流源的所有元件值是相同的，所以，在端子556上的直流输出电压对于四个输入信号中任何一个被选定的输入信号都是相同的，即上面指出的特定值4伏。
开关550的输出端556直接连接到直流放大器570的输入端572上，570具有电源电压输入端574，574连接到电源端530上，570还具有用来提供已放大的输出信号的输出端576 。放大器570包括一个NPN型输入三极管578，该三极管578被分压器所偏置，该分压器包括以指定次序串联连接到电源端子574与地之间的电阻580和582。三极管578的集电极被耦合到输出三极管586的基极，并通过负载电阻584耦合到电源端子574上。输出三极管586通过发射极负载电阻590将其发射极连接到电源端子574上，将其集电极连接到输出端子576上，并通过负载电阻592将其集电极连接到地。
用来提供约6dB增益的放大器570元件的示范性值如下：
          电阻器580：10千欧姆
          电阻器582：1千欧姆
          电阻器584：1.5千欧姆
          电阻器590：1千欧姆
          电阻器592：2千欧姆
          电源：12伏
将会有利地注意到，放大器570不需提供内部直流偏置。导致本发明具有这一特征的原因是：开关电路的电流源电阻540-546和负载电阻560为放大器提供了适当的直流偏置。如前文所解释的，这些元件对于给定的示范性元件值提供了大约为4伏的直流输出电压。由于解码器560在一个瞬间仅使一个开关闭合，所以，开关550的直流输出是相同的，而不考虑输入信号的哪一个被选定。除去放大器570的直流偏置电路，既降低了放大器的成本又改善了其可靠性，因为与其它情况相比，实施该放大器需很少的元件，且这些元件很少发生故障。
在图5所示实施例中将进一步注意到，放大器电源端子574和衰减器516-522的电流源540-546连接到共用电源端子530上。利用本发明的这一特征，使得由衰减器和负载电阻提供的放大器570的直流偏置可以说“跟踪”于加到端子530上电源电压的变动。另一种说法，由于电源电压的减少将减少跨在负载两端的直流输出电压和放大器570的直流工作电压，反之亦然，所以，补偿了整个电源电压中的变动。尽管电源电压Vs中存在着变动，但是，这仍将使放大器570保持在线性工作范围内。
在图6中，开关的位置颠倒过来了，即在级联连接中衰减器14放在开关30之后，而不是放在开关30之前。在该实施例中，电阻16已被省略掉。正如将被解释的，先前由电阻器16提供的、为衰减器14串联支路提供串联阻抗的功能由开关30取代而提供，在开关30断开时，代表非常高的阻抗，主要包括由与开关元件相关的寄生耦合电容引起的容抗。由于开关30在断开时的阻抗与二极管22的导通阻抗相比非常高，故衰减也非常之大。
更详细地说，在图6中，信号输入端10通过输入终接电阻8(该电阻可自由选择，如前所述)耦合到地，通过隔直流电容器18耦合到开关30的输入端上。先前连接到开关30输出端上的负载电阻32现在被连接到开关30输入端和地之间。衰减器14的输出节点20通过电阻28耦合到电源端子上，以接受电源电压Vs，又耦合到齐纳二极管22的阴极上，齐纳二极管22的阳极接地。如图5中放大器570的直流耦合放大器，其输入端连接到衰减器输出节点20上，其输出端连接到输出端576上。
本实例的一般工作过程与图1所示前例大致相同，所以，在此只简单地加以讨论。当开关30断开时，电流I1流经电阻28并使齐纳二极管22导通，由此在衰减器14的输出端与地之间提供低阻抗。这相应于图2中示为点“A”或“B”的偏置情况。由于开关30断开，放大器570的输入阻抗与二极管22的阻抗相比非常大，所以，基本上所有电流I1流经二极管22到地。这一情况下的衰减由方程式近似给出：
               A＝Zs/(Zd+Zs)            (5)
其中：A为衰减，Eo/Ei；
      Zs为开关30断开时，串联支路的阻抗；以及
      Zd为当选定偏置电流的值为I1时，齐纳二极管
        22的阻抗；
当开关30闭合时，电流I1改道通过开关30和负载电阻32到地，由此将齐纳二极管22关断。电容器18防止电流I1改道至输入端10或输入终接电阻8。如前面讨论的，电源电压Vs的值和电阻28、32的值选定为：当开关30闭合时，将齐纳二极管22偏置到预定电压上，以便由此对放大器570的输入端提供直流偏置。电阻16在本实例中不需要，因为当开关30断开时，其阻抗相当高。
在本发明的这一实例中，过压保护的好处保留到这样的程度：齐纳二极管22限制出现在开关30输出端上的正瞬变和负瞬变，因此保护后续电路(例如，放大器570)不受这种瞬变的影响。
图6的实例不能轻易地适用于要求多刀切换的应用上。对于这种应用图1所示实例是优选的，因为几个开关可以如图5所示将其输出端连接到一起而组合起来。
这里已经示出和描述了开关装置的实例，其中，开关是级联连接的，以提高开路衰减。在所示实施例中，级联连接的一个开关包括具有阻抗的串联支路和具有齐纳二极管的并联支路的L型衰减器。在图1和图5所示实例中，串联支路的阻抗是由电阻提供的，而在图6的实例中，串联支路的阻抗是由级联连接的其它开关提供的。耦合到衰减器和级联连接的其它开关上的偏置网络，控制二极管的偏置以便当级联连接的其它开关断开时，工作在特定的电流导通电平上；当第二开关闭合时，工作在特定的反向偏置电压情况下，由此这种装置提供多个功能，例如：(1)增加开关的开路衰减；(2)对任一极性的输入瞬变提供过压和过流保护；以及(3)当第二开关闭合时，提供预定的输出直流电平，以便建立后续电路(例如放大器)的直流偏置，这样提供的直流偏置与加到后续电路上的直流电源具有跟踪关系。

Claims (5)

1.开关装置，它包括
在信号输入端(10)和信号输出端(12)之间以指定的次序级联连接的第一(14)和第二(30)开关；以及耦合到所述开关上用来根据所述第二开关的导通状态控制所述第一开关的偏置网络；其中：
所述第一开关(14)含有衰减器，该衰减器具有包括耦合到所述信号输入端(10)与所述第二开关(30)输入端上的第一电阻(16)的串联支路和包括耦合到所述第二开关的所述输入端和基准电位源之间的齐纳二极管(22)的并联支路；以及
所述偏置网络包括耦合到所述齐纳二极管上，用来当所述第二开关断开时，对该齐纳二极管提供预定导通电流的电流源(24)，所述偏置网络包括耦合到所述第二开关的输出端上，用来当所述第二开关闭合时，使所述预定电流从所述齐纳二极管上改道的负载电阻(32)。
2.根据权利要求1所述的开关装置，它还包括：与所述串联支路串联耦合的、用来防止所述预定导通电流流经所述第一电阻(16)的隔直流器件(18)。
3.根据权利要求1所述的开关装置，它还包括：
直流耦合到所述信号输出端上的放大器(570)；其中：
所述电流源(24)和所述负载电阻(32)被选定，以便当所述第二开关处于所述闭合状态时，在所述输出端子上提供输出电压的预定直流分量，以使所述放大器建立给定的静态直流工作点。
4.根据权利要求1所述的开关装置，它还包括：
直流耦合到所述信号输出端上的放大器(570)；
耦合到所述放大器电源输入端上，还耦合到所述电流源的电源输入端(574)上，使得所述电流源及所述负载电阻，当所述第二开关闭合时，产生输出电压的直流分量，以便偏置所述放大器的电压源(530)。
5.根据权利要求1所述的开关装置，其中：
由所述电流源提供的所述预定导通电流被选定，以便当所述第二开关处于所述断开状态时，为所述击穿器件提供预定阻抗，所述的预定阻抗大大小于所述串联支路的所述第一阻抗。
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