CN105162352A - 感性负载的双极性陡脉冲电流源及陡脉冲电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种感性负载的双极性陡脉冲电流源及陡脉冲电流控制方法，它由直流电源电路1、上升沿陡度提升电路5、全桥逆变电路2、感性负载4和驱动脉冲发生器3连接构成。本方法发明的全控半导体开关通断至少一次，储能电感向储能电容至少一次补充充电，储能电容的电压达到预设值；在全桥逆变电路导通时，高电压的储能电容向感性负载放电，其放电电流速度高于感性负载电流指数上升的速度。本发明能为感性负载电流上升补充储能，缩短电流指数上升迟延时间，使感性负载获得的脉冲电流波形接近理想的阶跃方波，实现电流方波跳沿陡度提升，在上升沿产生强磁场，且能大幅提高电流波形的频率。

Description

感性负载的双极性陡脉冲电流源及陡脉冲电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种感性负载的双极性电流源及脉冲电流控制方法，应用于地球物理探测、工业无损检测和医疗磁场发生器等领域。

背景技术

理想的方波电流前后沿呈阶跃变化。当负载为纯电阻负载时，负载电流几乎为理想的方波电流。方波电流发生装置可以产生正极性、负极性或双极性方波电流。双极性方波电流一般通过全桥电路来实现，四个桥臂采用全控型电力电子开关器件。

方波电流频带宽，是地球物理探测发射机、肿瘤治疗强磁场发生器、工业无损检测仪等领域采用的主要电流波形，其高陡度的电流上升沿和下降沿能够产生很强的磁场。为了利用上升沿和下降沿所获得的强磁场，方波电流发生装置的输出连接线圈或电磁铁等负载，而线圈或电磁铁负载为大感性负载，导致负载电流下降沿不能迅速关断，电流上升沿呈现很长的指数上升过程。大感性负载在实际使用中所带来问题有：

电流下降沿时，负载电流不能迅速关断，即关断延时的存在，导致负载激起的磁场减弱，用于地球物理瞬变电磁发射时负载电流产生的一次场和地下涡流产生的二磁场混叠起来，使接收数据处理困难，导致地下目标识别错误。

大感性负载的时间常数大，上升沿的指数上升过程，引起严重的波形畸变，上升沿变缓存在的问题：1、达到稳定的平台电流需要很长时间，限制方波电流频率的提高；2、在工作频率确定的情况下，负载电流上升沿过长，不得不缩短稳态电流持续时间，导致不能在探测空间中建立稳定的磁场，而且上升沿产生的磁场也容易与下降沿产生的磁场叠加，影响探测效果；3、由于上升沿的缓变，产生的磁场很弱，上升沿引起的响应无法利用，使探测效率大大降低，也无法结合上升沿和下降沿激起的响应来抵消误差数据。

为了消除大感性负载对电流方波跳沿的影响，现有技术中有的为大感性负载增加能量泄放电路以加速负载电流关断；有的增加储能电容储存下降沿的能量并在上升沿时回馈给负载；有的实施负载电压钳位。这些技术手段仅对电流下降沿改善起到了明显的作用，但对电流上升沿的改善则收效甚微。

例如，专利申请号为200710093089.0，专利名称为“双极性陡磁场脉冲振荡磁场下磁性微球载体的靶向控释系统”，提出了一种双极性陡脉冲振荡磁场装置，它包括直流电源、控制器、电子开关驱动电路、主电路和电磁铁，其中主电路包括续流阻断二极管，全桥电路和储能电容，全桥电路为四个电子开关组成的全桥结构的双极性转换开关阵列，每个电子开关上并联寄生二极管。该装置中的储能电容为负载电感提供能量泄放，对电流下降沿起到了加速作用，但储能电容能量仅由负载电感续流产生一次充电，对负载电流上升沿加速有一定的作用，但储能电容的作用受到一次充电的限制，能量不足以满足负载电流快速上升的需求。

再如，专利申请号为201110310177.8，专利名称为“电流脉冲上升沿和下降沿加速装置及加速方法”，该装置由可控直流电源的正极通过开关K连接稳压嵌位电路、双极性电流脉冲发生器和大地负载的正极连接，可控直流电源的负极通过双极性电流脉冲发生器与大地负载的负极连接，嵌位电压源与可控直流电源的正极连接，可控直流电源的负极与嵌位电压源连接，稳压嵌位电路与嵌位电压源连接，稳压控制电路与嵌位电压源连接，脉冲控制电路与双极性电流脉冲发生器连接构成。该装置的输出直接与大地连接，大地属于阻性负载，这类负载的暂态过程本来很短，不适用于大感性负载的情况。该专利说明书中没有给出实施例的实验或仿真结果。实际上，该专利中钳位电压源可以提高上升沿的线性度，但该电路结构中钳位电压源工作的前提是，钳位电压低于负载电流关断时负载电感上产生的反电势，因此对负载电流上升速度并无改善作用，通过对该专利所给电路开展仿真分析也证实了这一点。

又如，专利申请号为200810069272.1，专利名称为“感性负载的宽频恒幅交流方波电流控制方法及装置”，该装置包括直流电源、交流方波电流发生器、交流方波电流控制电路、感性负载、能量补充电路、滞环控制电路、嵌位电路和嵌位电压源。虽然从理论上讲，提高钳位电压可以提升负载电流的陡度，但是该专利存在以下明显的缺陷：1、由于钳位电路控制开关的动作滞后，负载电感和两个恒流电感构成的复合支路在换向之初和结束时均发生较大的改变，导致换向前后负载电流发生了大幅振荡，振荡幅度接近负载电流幅值，该专利说明书中的实验波形也证实了这一点，这是方波电流源必须避免的；2、在电路工作期间的电流导通回路中，并联的恒流电感与负载电感分流，串联的恒流电感与负载电感分流，其本身的电阻特性导致大量的功率损失，其感性特性则容易带来强烈的电磁干扰，影响电路的正常工作；3、需要专门的钳位电压源，且负载改变时两个恒流电感也需要调整，使该装置使用不方便。

综上所述，对于大感性负载，现有技术中能够实现负载电流下降速度较快，上升沿初期也能加速，但对大感性负载电流上升存在很长的指数曲线达到平台电流的过程没有一种有效的处理手段。感性负载电流指数上升迟延成为电学中难以处理的技术问题。

本专利申请中所称的大感性负载是指电感量较大的电感线圈或电磁铁。

发明内容

针对现有技术中的感性负载电流指数上升迟延这一技术难题，本发明所要解决的技术问题就是提供一种感性负载的双极性陡脉冲电流源及电流控制方法，能预先为感性负载电流上升补充储能，缩短电流指数上升迟延时间，使感性负载获得的脉冲电流波形接近理想的阶跃方波，实现电流方波跳沿陡度提升，在上升沿产生强磁场，且能大幅提高电流波形的频率。

本发明所要解决的技术问题是通过这样的技术方案实现的，它包括有直流电源电路、全桥逆变电路和驱动脉冲发生器，全桥逆变电路为第一至四全控半导体开关S1、S2、S3、S4组成全桥结构，每个全控半导体开关并联相应的续流二极管D1、D2、D3、D4；全桥逆变电路的交流输出侧连接感性负载两端，全桥逆变电路的直流侧与储能电容C并联后连接在直流电源电路两端，直流电源电路由直流电源Us经电源开关K和第一单向导通二极管D5输出电流，还包括有上升沿陡度提升电路，上升沿陡度提升电路具有能量提升支路和通断控制元件，能量提升支路以电源开关K后端为起点，由第六全控半导体开关S6、储能电感Lb、限流电阻Rb串联，经第二单向导通二极管D6连接在储能电容C的正极，第五全控半导体开关S5为通断控制元件，它连接在第二单向导通二极管D6正极与直流电源Us负极之间；驱动脉冲发生器输入端连接有测量感性负载电流的电流传感器、输出端控制第一至六全控半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6。

本发明在现有全桥逆变电路与储能电容C组合实现感性负载能量泄放和电流上升初期加速的基础上，再新增上升沿陡度提升电路，该电路由第六全控半导体开关S6、储能电感Lb、限流电阻Rb、第二单向导通二极管D6和第五全控半导体开关S5构成。

在感性负载电流i_L下降为0和保持为0的时段，第六全控半导体开关S6闭合，当第五全控半导体开关S5闭合时，电流经储能电感Lb、限流电阻Rb和第五全控半导体开关S5回到直流电源Us负极，储能电感Lb储能；在第五全控半导体开关S5断开时，储能电感Lb右侧获得感应电动势正极，Lb感应电流从D6流出，经储能电容C，再经直流电源Us形成回路，储能电感Lb向储能电容C补充充电，使储能电容C的电压升高；当第五全控半导体开关S5通断多次，则储能电感Lb向储能电容C多次补充充电，储能电容C的电压达到预设值。在全桥逆变电路反向导通时，高电压的储能电容C向感性负载放电，其放电电流速度高于感性负载电流指数上升的速度，所以上升沿陡度提升电路通过储能电容C改变了感性负载电流指数上升的过程，缩短了电流指数上升迟延时间。

由于采用了上述技术方案，本发明具有如下的优点：通过对储能电容C补充储能，改变了感性负载电流指数上升的过程，为电学领域中长期存在的感性负载的电流上升指数曲线问题寻找到了一种有效的处理方法，缩短了电流指数上升迟延时间，使感性负载获得的脉冲电流波形接近理想的阶跃方波，实现电流方波跳沿陡度提升。

附图说明

本发明的附图说明如下：

图1为本发明的结构框图；

图2为本发明的原理电路图；

图3为双极性脉冲负载电流波形对比图；

其中：（a）为双极性脉冲负载电流的理想波形；

（b）为无任何边沿提升措施的双极性脉冲感性负载电流波形；

（c）为在直流侧设置了储能电容的双极性脉冲感性负载电流波形；

（d）为本发明的双极性脉冲感性负载电流波形；

图4为本发明的工作时序图；

图5为本发明的实验检测波形图；

图6为图5的A区的局部放大图；

图7为双极性陡脉冲感性负载电流采样时刻示意图。

图1中：1.直流电源电路；2.全桥逆变电路；3.驱动脉冲发生器；4.感性负载；5.上升沿陡度提升电路。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

如图1和图2所示，本发明包括有直流电源电路1、全桥逆变电路2和驱动脉冲发生器3，全桥逆变电路1为第一至四全控半导体开关S1、S2、S3、S4组成全桥结构，每个全控半导体开关并联相应的续流二极管D1、D2、D3、D4；全桥逆变电路2的交流输出侧连接感性负载4两端，全桥逆变电路2的直流侧与储能电容C并联后连接在直流电源电路1两端，直流电源电路1由直流电源Us经电源开关K和第一单向导通二极管D5输出电流，还包括有上升沿陡度提升电路5，上升沿陡度提升电路5具有能量提升支路和通断控制元件，能量提升支路以电源开关K后端为起点，由第六全控半导体开关S6、储能电感Lb、限流电阻Rb串联，经第二单向导通二极管D6连接在储能电容C的正极，第五全控半导体开关S5为通断控制元件，它连接在第二单向导通二极管D6正极与直流电源Us负极之间；驱动脉冲发生器3输入端连接有测量感性负载电流的电流传感器、输出端控制第一至六全控半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6。

所述全控半导体开关，是指开通和关断都通过外部驱动脉冲控制的半导体器件，如IGBT、MOSFET。

如图3所示，在四种情况下的双极性脉冲负载电流波形，(a)为理想的电流波形，为矩形波；(b)为不采用任何边沿提升措施的感性负载电流波形，下降沿较长，上升沿呈指数上升，波形失真严重，且在下降沿时需要专门的能量吸收装置；(c)为在直流侧设置了储能电容的感性负载电流波形，这时不需要能量吸收装置，当负载电流关断时，通过开关管的续流二极管为储能电容充电，在开关管导通时电容上的能量回馈给负载，加速了上升沿初期，但上升沿后期仍存在较长的电流指数上升迟延；（d）为本发明的双极性脉冲感性负载电流波形，由于对储能电容实施了多次补充充电，充电电流脉冲的宽度通过闭环控制实现了精确调整，提高了电流上升沿的陡度，且没有超调，也没有欠调。

如图4所示本发明的工作时序图，其中：U_GS表示全桥逆变电路中第一至四全控半导体开关S1、S2、S3、S4的工作时序；U_GS6表示第六全控半导体开关S6的工作时序；U_GS5表示第五全控半导体开关S5的工作时序；i_L表示感性负载获得的电流波形时序；i_Lb表示储能电感Lb获得的电流波形时序；U_C表示储能电容C获得的电流波形时序。

由于双极性电流脉冲除了负载电流极性不同外，相邻半周期的工作方式一致，因此下面以其中半个周期（由t₁-t₆构成）说明电路的控制时序。合上电源开关K后，

1、全桥逆变电路中的第一、四全控半导体开关S1、S4导通，直流电源Us经第一单向导通二极管D5、S1、S4向感性负载R和L供电，感性负载获得正向电流i_L；

2、在t₁时段，第一、四全控半导体开关S1、S4关断，感性负载电感L经第三续流二极管D3、储能电容C和第二续流二极性D2续流，储能电容C电压上升，能量增加，直到感性负载电流i_L为0，储能电容C电压升至U_1C；

3、在t₂时段，全控半导体开关S1、S2、S3、S4、S5全部关断，S6导通，整个电路中没有电流；

4、在t₃时段，上升沿陡度提升电路开始工作；在此期间，第五全控半导体开关S5可开断至少一次；S5导通时，储能电感Lb储能，S5关断时，储能电感Lb的电流经D6、储能电容C流回直流电源Us的负极，S5通过至少一次开断后，储能电容C的电压逐级上升，达到U_2C；

5、在t₄时段，电容C维持电压U_2C；

6、在t₅时段，第二、三全控半导体开关S2、S3导通，首先由储能电容C为感性负载供电，当储能电容C的电压降至U_0C，U_0C等于直流电源Us电压时，负载电流刚好升至负向的平台电流I₀（即-I₀），这时转换由直流电源Us供电；

7、在t₆时段，第二、三全控半导体开关S2、S3仍然导通，由直流电源Us维持平台电流（－I₀）；

8、在t₇时段，第二、三全控半导体开关S2、S3关断，负载电流反向下降至0。这是下一个半周期的开始，其工作原理与t₁时段类似。

本发明的技术效果

本发明与现有技术相比，一是采用较小的储能电容C，能加快负载电流关断时的放电速度，从而提高下降沿的陡度；二是通过上升沿陡度提升电路5给储能电容补充上升沿需求的能量；三是上升沿陡度提升电路5的全控开关S5可以采取多脉冲驱动技术，使储能电感Lb大大减小；四是全控半导体开关的驱动脉冲宽度通过闭环控制动态调整，使储能电容C的能量刚好满足感性负载电流短上升沿的需求，没有超调或欠调发生；五是本发明所述装置的电路结构简单，容易实现。

实验测试中的感性负载为R＝0.58Ω、L＝2.05mH。本发明的实验波形如附图5和图6所示，感性负载电流接近理想方波。

选择较小的储能电容，就可以实现较陡的下降沿，但提高上升沿的陡度需要给储能电容补充能量。本发明的双极性脉冲电流源，在器件参数和工作频率确定后，全控半导体开关的驱动脉冲是固定的，容易实现。而要实现高陡度、且无超调的负载电流上升沿，需要储能电容提供精确的能量。因此，当第五全控半导体开关S5的驱动脉冲数设定后，精确设置驱动脉冲宽度是实现无超调陡上升沿的关键。本发明通过测定负载电流，确定控制策略，闭环调节第五全控半导体开关S5的驱动脉冲宽度。因此下面结合附图7、实验结果对本发明的驱动脉冲发生器3的闭环控制策略作进一步详细说明：

如图7所示，电流传感器采集感性负载电流的拐点电流I_trk和平台电流I_stk，拐点是指感性负载的供电电源从储能电容C到直流电源Us的切换点，平台是指感性负载电流达到稳定后的保持阶段。在驱动脉冲发生器3的控制器中，当储能电容电压下降到直流电源电压时，触发单片机中断，执行感性负载电流采集指令，这时采集到的即为拐点电流。平台电流在下降沿来临之前定时采集。

图7中，实线上的拐点电流I_trk位置表示储能电容C能量不足时的情况，虚线上的拐点电流I_trk位置表示储能电容C能量过剩时的情况。驱动脉冲发生器采样感性负载电流的拐点电流I_trk和平台电流I_stk，拐点电流I_trk和平台电流I_stk经控制器中的信号调理电路处理后，送入单片机，并比较拐点电流和平台电流（以下均指电流的绝对值）的大小。当拐点电流I_trk大于平台电流I_stk时，如拐点电流I_trk位于虚线上的情况，这时应减小第五全控半导体开关S5驱动脉冲宽度D（如图2所示的可调脉冲宽度D，该脉冲宽度D越宽，电感上的电流就会上升得越多）；反之，如拐点电流位于I_trk实线上的情况，则应增加第五全控半导体开关S5的驱动脉冲宽度D。由拐点电流和平台电流差值，确定第五全控半导体开关S5驱动脉冲宽度的大小。第五全控半导体开关S5驱动脉冲宽度变化根据采集到的负载电流动态实时调整，直到拐点电流和平台电流差达到一个满足要求的极小值，并保持第五全控半导体开关S5的驱动脉冲。当负载发生改变时，通过上述控制策略使负载电流快速进入一个新的稳态，电流幅值可以不同，但同样获得高陡度的负载电流。

本发明针对一般感性负载能够缩短电流指数上升迟延时间，提高上升沿的陡度，由本领域技术人员分析得知：本发明应用于大感性负载，其技术效果更显著。

Claims (2)

1.一种感性负载的双极性陡脉冲电流源，包括有直流电源电路、全桥逆变电路和驱动脉冲发生器，全桥逆变电路为第一至四全控半导体开关S1、S2、S3、S4组成全桥结构，每个全控半导体开关并联相应的续流二极管D1、D2、D3、D4；全桥逆变电路的交流输出侧连接感性负载两端，全桥逆变电路的直流侧与储能电容C并联后连接在直流电源电路两端，直流电源电路由直流电源Us经电源开关K和第一单向导通二极管D5输出电流，其特征是：

还包括有上升沿陡度提升电路，上升沿陡度提升电路具有能量提升支路和通断控制元件，能量提升支路以电源开关K后端为起点，由第六全控半导体开关S6、储能电感Lb、限流电阻Rb串联，经第二单向导通二极管D6连接在储能电容C的正极，第五全控半导体开关S5为通断控制元件，它连接在第二单向导通二极管D6正极与直流电源Us负极之间；驱动脉冲发生器输入端连接有测量感性负载电流的电流传感器、输出端控制第一至六全控半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6。

2.一种感性负载的双极性陡脉冲电流的控制方法，合上电源开关K后，还包括以下步骤：

步骤1、全桥逆变电路中的第一、四全控半导体开关S1、S4导通，直流电源Us经第一单向导通二极管D5、S1、S4向感性负载R和L供电，感性负载获得正向电流i_L；

步骤2、在第一时段，第一、四全控半导体开关S1、S4关断，感性负载电感L经第三续流二极管D3、储能电容C和第二续流二极性D2续流，储能电容C电压上升，能量增加，直到感性负载电流i_L为0，储能电容C电压升至U_1C；

步骤3、在第二时段，全控半导体开关S1、S2、S3、S4、S5全部关断，S6导通，整个电路中没有电流；

步骤4、在第三时段，上升沿陡度提升电路开始工作；在此期间，第五全控半导体开关S5开断至少一次；S5导通时，储能电感Lb储能，S5关断时，储能电感Lb的电流经D6、储能电容C流回直流电源Us的负极，S5经至少一次开断后，储能电容C的电压上升达到U_2C；

步骤5、在第四时段，电容C维持电压U_2C；

步骤6、在第五时段，第二、三全控半导体开关S2、S3导通，首先由储能电容C为感性负载供电，当储能电容C的电压降至U_0C，U_0C等于直流电源Us电压时，负载电流刚好升至负向的平台电流I₀，这时转换由直流电源Us供电；

步骤7、在第六时段，第二、三全控半导体开关S2、S3仍然导通，由直流电源Us维持平台电流；

步骤8、在第七时段，第二、三全控半导体开关S2、S3关断，负载电流反向下降至0。