CN105099580A - 正交失配的校准系统及方法、射频前端芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种正交失配的校准系统及方法、射频前端芯片，所述系统包括：SGCAL，用于产生第一直流测试信号、第二直流测试信号；信号强度检测器，其输出端与SHC输入端相连，用于检测第一直流测试信号经发射前端芯片变频后的第一射频信号的第一信号强度、第二直流测试信号经发射前端芯片变频后的第二射频信号的第二信号强度；SHC，其输出端与CALCC相连，用于比较第一信号强度和第二信号强度，并将比较结果发送至CALCC；CALCC，用于根据第一信号强度和第二信号强度的比较结果来控制调节电路校准待校准电路。采用上述技术方案，解决了相关技术中电路复杂度高以及功耗较大等问题，不需要片外电路或数字基带芯片的协助。

Description

正交失配的校准系统及方法、射频前端芯片

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地说，涉及一种正交失配的校准系统及方法、射频前端芯片。

背景技术

现代通信系统通常采用相位或正交幅度调制方式，如正交相移键控(QuadraturePhaseShiftKeying，简称为QPSK)，高斯最小移频键控(GaussianMinimumShiftKeying，简称为GMSK)，正交幅度调制(QuadratureAmplitudeModulation，简称为QAM)等。在这些调制系统中，信号频谱的上下两个边带包含不同的信息。因此，射频前端必须采用正交变换的方式才能区分开两个边带的信息。

正交失配指的是同相支路(I)和正交相支路(Q)的幅度不相等或相位差偏离90⁰。正交失配会导致信号向量偏离参考向量，信号向量和参考向量的差被称为ErrorVector(误差向量)。通信系统中所说的EVM指的是ErrorVectorMagnitude(误差向量幅度)。EVM越大，表示信号质量越差。在发射前端中，正交失配会产生边带镜像干扰，破坏有用信号的频谱，导致发射信号EVM增大。

射频前端正交失配来源于两个方面：本振产生部分和基带部分。基带电路工作频率较低，寄生效应小。对称的版图设计可以大大消除基带引起的失配。本振产生部分工作在射频，寄生效应对正交信号的匹配影响较大，而且受到本振产生电路带宽的限制，正交信号不可能做到在整个工作频带都能匹配良好。现代调制系统(如64-QAM)要求射频前端的正交幅度失配小于1％，正交相位失配小于10。仅依靠版图设计技术往往不能满足这么高的要求，因此需要引入电路校准的办法来提高射频前端的正交性能。

相关技术中，发射前端的正交失配校准方法需要发射前端和数字基带芯片协同工作完成，如图1所示，图1给出了当前发射前端正交失配校准方法的一个例子。在这种方法中，数字基带芯片(DigitalSignalProcessor，简称为DSP)输出一个测试信号给发射前端，发射前端将该测试信号上变频到有用边带，同时发射前端的正交失配会导致镜像干扰出现在镜像边带，检测器(Detector)将有用信号变频到直流，将载波信号变频到测试信号频率，并将镜像干扰信号变频到2倍测试信号频率，然后通过带通滤波器(BandPassFilter，简称为BPF)保留2倍测试信号频率的信号，滤除其他干扰，信号强度检测器(SignalStrenghIndicator，简称为SSI)检测BPF的输出信号，并输出给DSP。DSP根据SSI的检测结果来调谐发射前端中的正交失配调谐电路(△G)，从而校准正交失配。

综合上述分析可以看出，相关技术中的发射前端正交失配的校准方法存在如下不足：

第一、需要数字基带芯片或片外电路协助，接口复杂，减小了双向选择范围；

第二、采用带通滤波器，电路复杂度高，功耗和芯片面积大。

针对相关技术中需要增加多余器件(数字基带芯、或片外电路、通滤波器)而导致的接口复杂、电路复杂度高以及功耗较大等问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

本发明提供了一种正交失配的校准系统及方法、射频前端芯片，以至少解决上述问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种正交失配的校准系统，应用于发射前端芯片上，包括：校准信号发生器SGCAL，用于产生第一直流测试信号、第二直流测试信号；信号强度检测器，其输出端与采样保持比较器SHC输入端相连，用于接收所述第一直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第一射频信号和所述第二直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第二射频信号，并检测所述第一射频信号的第一信号强度、所述第二射频信号的第二信号强度；所述采样保持比较器SHC，其输出端与校准控制电路CALCC相连，用于比较所述第一信号强度和所述第二信号强度，并将比较结果发送至所述校准控制电路CALCC；所述校准控制电路CALCC，其输出端连接到所述调节电路的控制信号输入端，用于根据所述第一信号强度和所述第二信号强度的比较结果来控制调节电路校准待校准电路。

优选地，所述系统还包括：下变频混频器，所述下变频混频器，用于将所述第一射频信号和所述第二射频信号，下变频至模拟基带；所述信号强度检测器包括：基带信号强度检测器，与所述下变频混频器相连，用于测量将所述第一射频信号，和/或所述第二射频信号，下变频至模拟基带后的信号强度。

优选地，所述信号强度检测器包括：射频信号强度检测器，用于检测所述第一信号强度、所述第二信号强度。

优选地，所述调节电路包括：正交增益调节电路IQGT，其中，所述正交增益调节电路IQGT，与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的增益。

优选地，所述方法还包括：所述校准信号发生器还用于分时向所述第一路产生电压大小为V_D的第一直流测试信号以及向所述第二路产生电压大小为V_D的第二直流测试信号。

优选地，所述调节电路包括：正交相位调节电路IQPT，其中，所述正交相位调节电路IQPT，与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的相位。

优选地，所述IQPT包括：第一IQPT和第二IQPT；所述校准信号发生器还用于分时产生流经所述第一路和所述第二路的第一直流测试信号，以及产生流经所述第一路和所述第二路的第二直流测试信号；其中，流经所述第一路的所述第二直流测试信号和流经所述第二路的所述第二直流测试信号的方向相反。

优选地，所述信号强度检测器包括至少以下之一：功率检测器，用于检测所述第一射频信号的功率大小和/或所述第二射频信号的功率大小；幅值检测器，用于检测所述第一射频信号的幅值大小和/或所述第二射频信号的幅值大小。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种射频前端芯片，包括：以上任一项所述的正交失配的校准系统。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种正交失配的校准方法，包括：射频前端芯片分时接收第一直流测试信号和第二直流测试信号；所述射频前端芯片检测所述第一直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第一射频信号的第一信号强度，以及所述第二直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第二射频信号的第二信号强度；所述射频前端芯片比较所述第一信号强度和所述第二信号强度，并基于比较结果校准正交幅度和/或相位失配。

通过本发明，采用向待校准的电路发送第一直流测试信号和第二直流测试信号，并基于两者经过发射前端芯片变频后的射频信号的比较结果对待校准的电路进行调整的技术方案，解决了需要增加多余器件(数字基带芯、或片外电路、通滤波器)而导致的接口复杂、电路复杂度高以及功耗较大等问题，实现了不需要任何片外电路或数字基带芯片的协助，大大降低了芯片的接口复杂度，有利于扩大芯片的双向选择范围，降低系统成本。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为相关技术中发射前端正交失配校准方法的示意图；

图2为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的结构框图；

图3为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的再一结构框图；

图4为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的再一结构框的工作示意图；

图5为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的电路结构图；

图6为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的又一结构框图；

图7为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的又一结构框的工作示意图；

图8为根据本发明实施例的正交失配的校准方法的流程图；

图9为根据本发明实施例的偏移本振产生电路LO_OFG的示意图；

图10为根据本发明实施例的正交增益调谐电路IQGT的电路图；

图11为根据本发明实施例的正交相位调谐电路IQPT的电路图；

图12为根据本发明实施例的校准信号发生器SGCAL的电路图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

本发明实施例提供了一种正交失配的校准系统，应用于发射前端芯片上，图2为根据本发明实施例的正交失配的校准系统的结构框图，如图2所示，该系统包括：

校准信号发生器(SignalGeneratorCalibration，简称为SGCAL)20，用于产生第一直流测试信号、第二直流测试信号；

信号强度检测器22，其输出端与采样保持比较器(SamplingHoldingComparator，简称为SHC)24输入端相连，用于接收上述第一直流测试信号经发射前端芯片变频后的第一射频信号、上述第二直流测试信号经上述发射前端芯片变频后的第二射频信号，并检测第一射频信号的第一信号强度、第二射频信号的第二信号强度；

SHC24，其输出端与校准控制电路(CalibrationControlCircuit，简称为CALCC)26相连，用于比较上述第一信号强度和上述第二信号强度，并将比较结果发送至上述校准控制电路CALCC；

CALCC26，其输出端连接到调节的控制信号输入端，用于根据上述第一信号强度和上述第二信号强度的比较结果来控制调节电路校准待校准电路。

通过本发明实施例提供的上述正交失配的校准系统，采用向待校准的电路发送第一直流测试信号和第二直流测试信号，并基于经过发射前端芯片变频后的射频信号两者的比较结果对待校准的电路进行调整的技术方案，解决了需要增加多余器件(数字基带芯、或片外电路、通滤波器)而导致的接口复杂、电路复杂度高以及功耗较大等问题，实现了不需要任何片外电路或数字基带芯片的协助，大大降低了芯片的接口复杂度，有利于扩大芯片的双向选择范围，降低系统成本。

在本发明实施例的一个可选实施例中，上述调节电路包括：正交增益调节电路(IQGainTuning，简称为IQGT)，其中，正交增益调节电路IQGT，与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的增益。

可选地，所述校准信号发生器还用于分时向所述第一路产生电压大小为V_D的第一直流测试信号以及向所述第二路产生电压大小为V_D的第二直流测试信号。

在本发明实施例的另一个可选实施例中，上述调节电路包括：正交相位调节电路IQPT，其中，正交相位调节电路(IQPhaseTuning，简称为IQPT)，用于与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的相位。

可选地，上述IQPT包括：第一IQPT和第二IQPT；

所述校准信号发生器还用于分时产生流经所述第一路和所述第二路的第一直流测试信号，以及产生流经所述第一路和所述第二路的第二直流测试信号；其中，流经所述第一路的所述第二直流测试信号和流经所述第二路的所述第二直流测试信号的方向相反。

信号强度检测器可以包括至少以下之一：功率检测器，用于检测上述第一射频信号的功率大小和/或上述第二射频信号的功率大小；幅值检测器，用于检测上述第一射频信号的幅值大小和/或上述第二射频信号的幅值大小。

在具体实施过程中，对上述第一输出信号和第二输出信号进行信号强度的检测主要可以分为两种实施方案：

第一种方案

信号强度检测器包括：基带信号强度检测器30，此时，如图3所示，上述系统还包括：下变频混频器32，用于将上述第一射频信号和上述第二射频信号下变频至模拟基带；

基带信号强度检测器30，用于测量将上述输出信号下变频至模拟基带后的信号强度。

当信号强度检测器为基带信号强度检测器时，如图4所示，上述正交失配的校准系统的工作流程如下：

首先由校准信号发生器(SGCAL)向发射前端的输入端加入直流校准测试信号，然后将发射前端输出端的射频信号下变频到模拟基带并滤波，经窄动态范围高精度的基带信号强度检测器(Narrow-bandSignalStrenghIndicatorBaseBand，简称为NSSIBB)检测,由采样保持比较器(SHC)采样并比较，校准控制电路(CALCC)根据比较结果来调谐正交增益调谐电路(IQGT)和正交相位调谐电路(IQPT)，以达到校准正交误差的目的。所有电路均集成在前端芯片里，不需要数字基带芯片或片外电路的协助。校准过程只关心信号检测的单调性，对下变频混频器的线性度和噪声要求不高。因此下变频混频器的面积和功耗可以得到优化。基带检测器NSSIBB的检测范围很窄，功耗和面积较小。因此，本发明实施例提出的正交失配校准方法在保证检测性能的同时，节省了功耗和芯片面积。校准过程当中射频放大器处于关闭状态，避免对外界产生干扰。

简而言之，本发明实施例提供的上述正交失配的校准系统的工作流程为：首先向发射前端的输入端加入直流校准测试信号，然后将发射前端输出端的射频信号下变频到模拟基带，由窄动态范围高精度的基带信号强度检测器检测，经采样保持比较器采样并比较，校准控制电路根据比较结果来调谐发射前端的正交增益和正交相位，以达到校准正交失配的目的。

为了更好的理解上述实施例中信号强度检测器为基带信号强度检测器时的技术方案，本发明实施例还提供了一种正交失配校准电路，如图5所示，其中，所有电路均集成在发射前端芯片上，包括一个射频开关(RadioFrequencySwitch，简称为RFSW)，四个低频开关(SW1和SW2，各两个)，一个校准信号发生器(SGCAL)，一个下变频混频器(DMixer)，一个偏移本振产生电路(LO_OFG)，一个低通滤波器(LowPassFilter，简称为LPF)，一个可变增益放大器(VaribleGainAmplifier，简称为VGA)，一个窄动态范围高精度的基带信号强度检测器(NSSIBB)，一个SHC，一个CALCC，两个正交增益调谐电路(IQGT)和两个正交相位调谐电路(IQPT)。其连接关系为：开关SW1的输入端连接到发射前端的输入端，该开关SW1的输出端连接到发射前端基带处理电路(TransmitterBaseband，简称为TXBB)的输入端，开关SW2的输入端连接到校准信号发生器的输出端，该开关SW2的输出端也连接到发射前端基带处理电路(TXBB)的输入端，射频开关的输入端连接到发射前端混频器(TMixer)的输出端，该射频开关的输出端连接到下变频混频器的一个输入端，该下变频混频器的另一个输入端连接偏移本振产生电路的输出端，该下变频混频器的输出端连接到低通滤波器的输入端，该低通滤波器的输出端连接到可变增益放大器的输入端，该可变增益放大器的输出端连接到NSSIBB的输入端，NSSIBB的输出端连接到采样保持比较器的输入端，该采样保持比较器的输出端连接到校准控制电路的输入端，该校准控制电路输出5个控制信号输出端，其中一个输出端连接到校准信号发生器的控制信号输入端，两个输出端连接到两个正交增益调谐电路的控制信号输入端，另外两个输出端连接到两个正交相位调谐电路的控制信号输入端，正交增益调谐电路的信号输入端连接到发射前端基带处理电路的输出端，其输出端连接到发射前端混频器(TMixer)的输入端，正交相位调谐电路的信号输入端连接到正交本振产生电路(IQG)的输出端，其输出端连接到发射前端混频器的本振输入端，其中，可变增益放大器是可选的。

第二种方案

信号强度检测器包括：射频信号强度检测器34，如图6所示，用于检测上述第一信号强度、上述第二信号强度。

当信号强度检测器为射频信号强度检测器时，如图7所示，上述正交失配的校准系统的工作流程如下：

首先由校准信号发生器(SGCAL)向发射前端的输入端加入直流校准测试信号，发射前端输出端的射频信号经窄动态范围高精度的射频信号强度检测器(NSSIRF)检测,由采样保持比较器(SHC)采样并比较，校准控制电路(CALCC)根据比较结果来调谐正交增益调谐电路(IQGT)和正交相位调谐电路(IQPT)，以达到校准正交误差的目的。所有电路均集成在前端芯片里，不需要数字基带芯片或片外电路的协助。校准过程只关心信号检测的单调性，对下变频混频器的线性度和噪声要求不高。因此下变频混频器的面积和功耗可以得到优化。本发明实施例提出的正交失配校准方法在保证检测性能的同时，节省了功耗和芯片面积。校准过程当中射频放大器处于关闭状态，避免对外界产生干扰。

简而言之，本发明实施例提供的上述正交失配的校准系统的工作流程为：首先向发射前端的输入端加入直流校准测试信号，然后由窄动态范围高精度的射频信号强度检测器检测发射前端输出端的射频信号的强度，经采样保持比较器采样并比较，校准控制电路根据比较结果来调谐发射前端的正交增益和正交相位，以达到校准正交失配的目的。

为了更好的理解上述实施例中信号强度检测器为射频信号强度检测器时的技术方案，本发明实施例还提供了一种正交失配校准电路，其特征在于所有电路均集成在发射前端芯片上，包括一个射频开关(RFSW)，四个低频开关(SW1和SW2，各两个)，一个校准信号发生器(SGCAL)，一个窄动态范围高精度的射频信号强度检测器(NSSIRF)，一个采样保持比较器(SHC)，一个校准控制电路(CALCC)，两个正交增益调谐电路(IQGT)和两个正交相位调谐电路(IQPT)。其连接关系为：开关SW1的输入端连接到发射前端的输入端，该开关SW1的输出端连接到发射前端基带处理电路(TXBB)的输入端，开关SW2的输入端连接到校准信号发生器的输出端，该开关SW2的输出端也连接到发射前端基带处理电路(TXBB)的输入端，射频开关的输入端连接到发射前端混频器(TMixer)的输出端，该射频开关的输出端连接到NRSSIRF的输入端，NRSSIRF的输出端连接到采样保持比较器的输入端，该采样保持比较器的输出端连接到校准控制电路的输入端，该校准控制电路输出5个控制信号输出端，其中一个输出端连接到校准信号发生器的输入端，两个输出端连接到两个正交增益调谐电路的控制信号输入端，另外两个输出端连接到两个正交相位调谐电路的控制信号输入端，正交增益调谐电路的信号输入端连接到发射前端基带处理电路的输出端，其输出端连接到发射前端混频器(TMixer)的输入端，正交相位调谐电路的信号输入端连接到正交本振产生电路(IQG)的输出端，其输出端连接到发射前端混频器的本振输入端。

在本发明实施例上述提供的正交失配校准电路中，射频开关(RFSW)的输入端连接到发射前端射频放大器(RFAmp)的输出端，该射频放大器的输入端连接到发射前端混频器(TMixer)的输出端；正交增益调谐电路的输入端连接到开关SW1的输出端，该正交增益调谐电路的输出端连接到模拟基带处理电路的输入端；正交失配校准电路，其特征在于正交增益调谐电路插入到发射前端模拟基带处理电路当中；如正交增益调谐电路的输入端连接到正交相位调谐电路的输出端，其输出端连接到发射前端混频器的本振输入端；偏移本振产生电路包括一个混频器，该混频器的射频输入端连接发射前端的本振信号(LO)，其低频输入端连接片外输入的低频信号或片上晶体振荡电路产生的低频信号；偏移本振产生电路包括一个混频器和一个除N(N为整数)电路，该混频器的射频输入端连接发射前端的本振信号(LO)，其低频输入端连接到除N电路的输出端，该除N电路的输入端连接发射前端的本振信号或片上晶体振荡电路产生的低频信号或片外输入的低频信号；如偏移本振产生电路包括一对正交混频器和一个除N电路，该正交混频器的两个正交射频输入端连接发射前端的两个正交本振信号(LOI和LOQ)，其两个低频输入端连接到除N电路的两个正交输出端，该除N电路的输入端连接发射前端的本振信号或片上晶体振荡电路产生的低频信号或片外输入的低频信号。

因此，上述正交失配的校准过程可以进一步理解为：校准正交幅度失配时，SGCAL分时输出(V_D，0)和(0，V_D)。V_D表示一定的直流电压，0表示没有直流电压。输出(V_D，0)时，Q路没有输入信号，I路输入了大小为V_D的直流电压。这时候TMixer的输出信号幅度的大小记为RF(V_D，0)。输出(0，V_D)时，I路没有输入信号，Q路输入了大小为V_D的直流电压，这时候TMixer的输出信号幅度的大小记为RF(0，V_D)。RF(V_D，0)和RF(0，V_D)的幅度差异比率就称为正交幅度失配。幅度失配是I路和Q路的增益不平衡引起的。因此，将RF(V_D，0)和RF(0，V_D)的幅度差异鉴别出来以后，可以微调I路或者Q路的增益来消除正交幅度失配。

校准正交相位失配时，SGCAL分时输出(V_D，V_D)和(V_D，-V_D)。输出(V_D，V_D)时，I路和Q路都输入大小为V_D的直流电压。这时候TMixer的输出信号幅度的大小记为RF(V_D,V_D)。输出(V_D，-V_D)时，I路输入大小为V_D的正直流电压，Q路输入大小为V_D的负直流电压。这时候TMixer的输出信号幅度的大小记为RF(V_D,-V_D)。RF(V_D,V_D)和RF(V_D,-V_D)的幅度差别反映了正交相位的失配信息。假设基带输入到TMixer输出的电压增益为1，LOQ＝ALOcosωLOt，表示正交本振信号的相位误差。具体推导如下：

输入(V_D，V_D)时，

由于通常很小，式(1)可以简化为

输入(V_D，-V_D)时

对比式(2)和(3)可以看出，不等于0时，RF(V_D,V_D)和RF(V_D,-V_D)的幅度不相等。因此，将这个幅度差异鉴别出来以后，可以微调I路或者Q路的相位延迟来消除正交相位失配。

综上所述，本发明实施例采用二分法查找比较的算法，较计算求解的算法简单，且不受温度、工艺、环境等因素的影响，稳定性好。采用二分法查找的算法，校准时间较短，允许在上电或者发射数据间隔进行校准。

本发明实施例提出的正交失配校准电路及方法适用于零中频或低中频结构的发射前端，与现有方法相比具有以下优势：完全集成在发射前端芯片中，不需要数字基带芯片或片外电路协助，接口简单，兼容性好；不需要带通滤波电路，减小了芯片面积和功耗；采用二进制查找比较的算法，校准时间短，鲁棒性好。

本发明实施例还提供了一种射频前端芯片，包括以上所述的正交失配的校准系统。

本发明实施例提供了一种正交失配的校准系统，应用于发射前端芯片上，图8为根据本发明实施例的正交失配的校准方法的流程图，如图8所示，该方法包括以下步骤：

步骤S802：分时接收第一直流测试信号和第二直流测试信号；

步骤S804：检测第一直流测试信号经发射前端芯片变频后的第一射频信号的第一信号强度，以及第二直流测试信号经发射前端芯片变频后的第二射频信号的第二信号强度；

步骤S806：比较上述第一信号强度和上述第二信号强度，并基于比较结果校准正交幅度和/或相位失配。

通过上述各个步骤，采用向待校准的电路发送第一直流测试信号和第二直流测试信号，并基于经过发射前端芯片变频后的射频信号两者的比较结果对待校准的电路进行调整的技术方案，解决了需要增加多余器件(数字基带芯、或片外电路、通滤波器)而导致的接口复杂、电路复杂度高以及功耗较大等问题，实现了不需要任何片外电路或数字基带芯片的协助，大大降低了芯片的接口复杂度，有利于扩大芯片的双向选择范围，降低系统成本。

即本发明实施例提供的上述方法采用二分法查找的算法，并且依次校准正交幅度失配和正交相位失配。步骤为：首先校准正交幅度失配，校准信号发生器交替输出直流向量(VD，0)和(0，VD)，信号强度检测器检测发射前端输出信号的强度或下变频后信号的强度，采样保持比较器比较两个直流向量对应的信号强度检测器输出电压的大小，校准控制电路根据比较结果采用二分法查找的算法找出最优的正交增益调谐电路的输入控制信号，使得正交幅度失配最小；然后校准正交相位失配，校准信号发生器交替输出直流向量(VD，VD)和(VD，-VD)，信号强度检测器检测发射前端输出信号的强度或下变频后信号的强度，采样保持比较器比较两个直流向量对应的信号强度检测器输出电压的大小，校准控制电路根据比较结果采用二分法查找的算法找出最优的正交相位调谐电路的输入控制信号，使得正交相位失配最小。

为了更好的理解上述正交失配的校准系统内的电路以及各个器件的组成情况，以下结合优选实施例进行说明，但不限定本发明，

图9为根据本发明实施例的偏移本振产生电路(LO_OFG)的示意图。包含两个正交混频器(IMixer、QMixer)和一个除N电路。其连接关系为：除N电路的输入端连接到发射前端的本振信号LO，该除N电路的两个正交输出端分别连接到两个正交混频器的低频输入端，正交混频器的两个正交射频输入端连接到发射前端的两个正交本振信号LOI和LOQ。可见，偏移本振产生电路的输出信号与载波泄漏信号的频率差为LO/N。

图10为根据本发明实施例的正交增益调谐电路(IQGT)的电路图。该电路由5级数字控制的电阻ladder构成。忽略输入阻抗，并假设负载无穷大，则n级电阻ladder的增益为：

$G_n=\frac{R_1}{{\mathrm{CW}}_0\·R_0+R_1}\·\frac{R_1}{{\mathrm{CW}}_1\·2R_0+R_1}...\frac{R_1}{{\mathrm{CW}}_{n-1}\·2^{n-1}{R}_0+R_1}---\left(4\right)$

如果2nR0<<R1，则式(4)可以简化为：

$G_n\&ap;1-{\mathrm{CW}}_0{2}^0\frac{R_0}{R_1}-{\mathrm{CW}}_1{2}^1\frac{R_0}{R_1}-...{\mathrm{CW}}_{n-1}{2}^{n-1}\frac{R_0}{R_1}---\left(5\right)$

可见n级电阻ladder的最小可调增益为：

$G_{n,min}\&ap;1-(2^n-1)\frac{R_0}{R_1}---\left(6\right)$

所以5级电阻ladder的增益约为：

$G_5\&ap;1-{\mathrm{CW}}_0{2}^0\frac{R_0}{R_1}-{\mathrm{CW}}_1{2}^1\frac{R_0}{R_1}-...{\mathrm{CW}}_4{2}^4\frac{R_0}{R_1}---\left(7\right)$

最小可调增益为：

$G_{5,\min }\&ap;1-31\frac{R_0}{R_1}---\left(8\right)$

图11为根据本发明实施例的正交相位调谐电路(IQPT)的电路图。相位调谐是通过一个可调的电容阵列实现的。该电容阵列的电容值变化时IQPT的输出和输入信号的相位关系也随之发生变化。电容阵列的电容值可通过改变控制字TPCW<4:0>的设置而发生变化。

图12为根据本发明实施例的校准信号发生器(SGCAL)的电路图。该电路包括由一个电阻串和3个单位增益缓冲器构成的参考电压产生电路，以及一个开关阵列。参考电压产生电路的3个直流输出电压为V+、V0和V-。这3个电压的关系为：VD＝(V+)-(V-),2V0＝(V+)+(V-)。开关阵列由12个开关组成。其中有2个开关处于断开状态，起到平衡负载的作用。另外10个开关根据控制信号的不同输出相应的直流电压。图中I+表示I路的正输入端，I-表示I路的负输入端，Q+表示Q路的正输入端，Q-表示Q路的负输入端。

本发明实施例提出的正交失配校准可以在发射前端上电时或者发射数据间隔进行，其算法实现在校准控制电路(CALCC)当中。该校准控制电路可以用硬件描述语言描述，并数字综合产生，具体算法流程如下：

步骤1：射频放大器(RFAmp)和射频缓冲器(RFBuffer)关闭，防止校准过程中载波泄漏发射出去，对外界造成干扰。射频开关RFSW闭合，开关SW1断开，开关SW2闭合，DMixer、LPF、VGA、NSSIBB、SHC、SGCAL启动；

步骤2：校准控制电路(CALCC)输出初始控制字给正交增益调谐电路和正交相位调谐电路；

步骤3：校准控制电路(CALCC)输出控制字给校准信号发生器，输出(VD，0)；

步骤4：下变频混频器DMixer将射频信号转换到低频；

步骤5：低通滤波器LPF滤除高频干扰；

步骤6：可变增益放大器VGA调节下变频信号的大小，使之适应NSSIBB的可检测范围；

步骤7：NSSIBB将输入信号的强度转化为直流信号；

步骤8：采样保持比较器采样NSSIBB输出并保持；

步骤9：校准控制电路(CALCC)改变输出给校准信号发生器的控制字，使其输出(0，VD)；

步骤10：经步骤4-7后，SHC比较当前输入值与所保持值的大小，

步骤11：CALCC根据SHC比较结果结合二分法搜索的算法确定输送给IQGT的下一控制字；

步骤12：反复进行步骤3-11，直到搜索完控制字空间，完成正交幅度失配的校准；

步骤13：校准控制电路(CALCC)输出控制字给校准信号发生器，输出(VD，VD)；

步骤14：下变频混频器DMixer将射频信号转换到低频；

步骤15：低通滤波器LPF滤除高频干扰；

步骤16：可变增益放大器VGA调节下变频信号的大小，使之适应NSSIBB的可检测范围；

步骤17：NSSIBB将输入信号的强度转化为直流信号，

步骤18：采样保持比较器采样NSSIBB输出并保持；

步骤19：校准控制电路(CALCC)改变输出给校准信号发生器的控制字，使其输出(VD，-VD)；

步骤20：经步骤14-17后，SHC比较当前输入值与所保持值的大小，

步骤21：CALCC根据SHC比较结果结合二分法搜索的算法确定输送给IQGT的下一控制字；

步骤22：反复进行步骤13-21，直到搜索完控制字空间，完成正交相位失配的校准；

步骤22：射频开关RFSW断开，开关SW1闭合，开关SW2断开，DMixer、LPF、VGA、NSSIBB、SHC、SGCAL关闭，射频放大器(RFAmp)和射频缓冲器(RFBuffer)启动。

综上所述，本发明实施例实现了以下有益效果：实现了不需要任何片外电路或数字基带芯片的协助，大大降低了芯片的接口复杂度，有利于扩大芯片的双向选择范围，降低系统成本完全集成在发射前端芯片中，不需要数字基带芯片或片外电路协助，接口简单，兼容性好；不需要带通滤波电路，减小了芯片面积和功耗；采用二进制查找比较的算法，校准时间短，鲁棒性好。

在另外一个实施例中，还提供了一种软件，该软件用于执行上述实施例及优选实施方式中描述的技术方案。

在另外一个实施例中，还提供了一种存储介质，该存储介质中存储有上述软件，该存储介质包括但不限于：光盘、软盘、硬盘、可擦写存储器等。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的对象在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“存储有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种正交失配的校准系统，其特征在于，应用于发射前端芯片上，包括：

校准信号发生器SGCAL，用于产生第一直流测试信号和第二直流测试信号；

信号强度检测器，其输出端与采样保持比较器SHC输入端相连，用于接收所述第一直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第一射频信号和所述第二直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第二射频信号，并检测所述第一射频信号的第一信号强度、所述第二射频信号的第二信号强度；

所述采样保持比较器SHC，其输出端与校准控制电路CALCC相连，用于比较所述第一信号强度和所述第二信号强度，并将比较结果发送至所述校准控制电路CALCC；

所述校准控制电路CALCC，其输出端连接到调节电路的控制信号输入端，用于根据所述第一信号强度和所述第二信号强度的比较结果来控制调节电路校准待校准电路。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：下变频混频器，

所述下变频混频器，用于将所述第一射频信号和所述第二射频信号，下变频至模拟基带；

所述信号强度检测器包括：基带信号强度检测器，与所述下变频混频器相连，用于测量将所述第一射频信号，和/或所述第二射频信号，下变频至模拟基带后的信号强度。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述信号强度检测器包括：射频信号强度检测器，用于检测所述第一信号强度和所述第二信号强度。

4.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述调节电路包括：正交增益调节电路IQGT，其中，

所述正交增益调节电路IQGT，与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的增益。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：

所述校准信号发生器还用于分时向所述第一路产生电压大小为V_D的第一直流测试信号以及向所述第二路产生电压大小为V_D的第二直流测试信号。

6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述调节电路包括：正交相位调节电路IQPT，其中，

所述正交相位调节电路IQPT，与校准控制电路CALCC连接，用于接收所述校准控制电路CALCC的控制字，并根据所述控制字校准所述待校准电路中第一路和第二路的相位。

7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述IQPT包括：第一IQPT和第二IQPT；

所述校准信号发生器还用于分时产生流经所述第一路和所述第二路的第一直流测试信号，以及产生流经所述第一路和所述第二路的第二直流测试信号；其中，流经所述第一路的所述第二直流测试信号和流经所述第二路的所述第二直流测试信号的方向相反。

8.根据权利要求1-7任一项所述的系统，其特征在于，所述信号强度检测器包括至少以下之一：

功率检测器，用于检测所述第一射频信号的功率大小和/或所述第二射频信号的功率大小；

幅值检测器，用于检测所述第一射频信号的幅值大小和/或所述第二射频信号的幅值大小。

9.一种射频前端芯片，其特征在于，包括：权利要求1-8任一项所述的正交失配的校准系统。

10.一种正交失配的校准方法，其特征在于，包括：

分时接收第一直流测试信号和第二直流测试信号；

检测所述第一直流测试信号经发射前端芯片变频后的第一射频信号的第一信号强度，以及所述第二直流测试信号经所述发射前端芯片变频后的第二射频信号的第二信号强度；

比较所述第一信号强度和所述第二信号强度，并基于比较结果校准正交幅度和/或相位失配。