CN105099186A - 用于低负载dc/dc变换器的最小接通时间控制 - Google Patents

用于低负载dc/dc变换器的最小接通时间控制 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于低负载DC/DC变换器的最小接通时间控制。本发明的各个方面提供一种DC/DC变换器(400)，其与电源电压连用且可操作以驱动负载，其中，DC/DC变换器(400)包括V输入节点(134)、V输出节点(108)、切换元件(422)、滤波器(101)、比较器(406)、电流检测元件(420)和控制元件(414)。V输入节点(134)能够接收电源电压，V输出节点(108)能够提供输出电压以驱动负载。滤波器(101)电连接切换元件(422)和V输出节点。比较器(406)能够基于输出电压生成比较信号。电流检测元件(420)能够检测从滤波器(101)朝向V输出节点(108)的方向上的电流何时减小到零。控制元件(414)能够控制切换元件(422)，以便在非连续导通模式下在V输出节点(108)处提供输出电压从而驱动负载。

Description

用于低负载DC/DC变换器的最小接通时间控制
技术领域
本发明一般涉及用于DC/DC变换器的切换控制方法。
背景技术
DC/DC变换器用于许多应用，但是在主要由电池供给电力的便携式电子设备(如移动电话、平板电脑和笔记本电脑)中尤其重要。DC/DC变换器常规上使用DC输入电压的切换，产生较低的DC输出电压来驱动其负载，并使用反馈回路来调节切换参数，以保持输出电压处于所选平均电压附近的范围内。常见的常规DC/DC变换器在反馈回路中使用锯齿波形和比较器以用于脉冲宽度调制(PWM)，从而通过在调节脉冲宽度时保持脉冲的频率恒定，控制平均电压。然而，这种类型的DC/DC变换器通常不被选择用于低负载变换器，因为其在低负载处的低效率，并且由于有其他更简单的设计可用。这种更简单的设计方法之一是恒定接通时间(COT)DC/DC变换器，其使用单发(singleshot)固定脉冲宽度脉冲发生器和可变脉冲频率调节反馈回路。另一个适于低负载应用的设计是双阈值迟滞变换器，其使用输出电压和双参考电压阈值的比较。然而，COT类型和双阈值类型DC/DC变换器二者，当通用于低负载应用时，具有要求常规复杂补偿技术的稳定性问题。
使用常规低负载COT型DC/DC变换器作为示例，下面讨论运行和稳定性。
图1示出一种DC/DC变换器100，其为常规恒定接通时间(ConstantOn-Time，COT)迟滞低负载DC/DC变换器，其使用单发脉冲生成。
如图所示，DC/DC变换器100包括滤波器101、接地层106、V输出节点108、负载110、电阻梯112、加法器114、加法器输入端116、仿真纹波发生器(EmulatedRippleGenerator，ERG)120、迟滞比较器122、参考电压128、单发脉冲发生器/驱动器130、开关132、V输入节点134和二极管136。滤波器101包括电感器102和电容器104。迟滞比较器122具有比较器输入端124和比较器输入端126。
电感器102布置在开关132和电容器104之间。电容器104被布置为连接在接地层106和电感器102之间。负载110被布置为连接在电容器104和接地层106之间。V输出节点108被布置为电感器102、电容器104、负载110和电阻梯112的公共连接点。开关132布置在V输入节点134与二极管136和电感器102的公共连接点之间。二极管136布置在开关132和接地层106之间。输出纹波电压116被布置为电阻梯112和加法器114的公共连接点。ERG120被布置为连接到加法器114。仿真纹波电压118被布置为ERG120和加法器114的公共连接点。加法器114被布置为连接到迟滞比较器122的比较器输入端124。参考电压126被布置为连接到迟滞比较器122的比较器输入端128。迟滞比较器122被布置为连接到单发脉冲发生器/驱动器130。单发脉冲发生器/驱动器130被布置为连接到开关132。
V输入节点134接收输入电压V输入，并在开关132接通时，将电流提供通过电感器102以给电容器104充电。电容器104通过电感器102充电并将输出电压108和输出电流提供通过负载106。二极管136阻止电容器104通过电感器102放电。电阻梯112将纹波电压116(源自V输出节点108处的输出电压V输出)经由加法器114提供到比较器122。ERG120提供仿真纹波电压118。加法器114将纹波电压116和仿真纹波电压118相加并将和提供到迟滞比较器122的比较器输入端124。参考电压源126在比较器输入端128提供参考电压以用于通过迟滞比较器122的比较。参考电压126设置DC/DC变换器100的平均输出电压。迟滞比较器122提供具有一定有限迟滞的输出到单发脉冲发生器/驱动器，当比较器输入端124处的电压大于比较器输入端128处的电压时，该输出通常为低；当比较器输入端124处的电压小于或等于比较器输入端128处的电压时，该输出通常为高。每当迟滞比较器122变高时，单发脉冲发生器/驱动器产生固定持续时间的脉冲。单发脉冲发生器/驱动器在脉冲期间还驱动开关132接通，并在没有脉冲时，使其断开。
运行时，DC/DC变换器100将V输入变换为较低V输出，驱动负载RL。附加参考图2对此进行描述。
图2示出的时序图200描述DC/DC变换器100的各种参数随时间的表现。
如图所示，时序图200包括开关波形202、X轴线204、Y轴线206、虚线208示出的t1时刻、虚线210示出的t2时刻、虚线212示出的t3时刻、电流波形214、X轴线216、Y轴线218、电压波形220、X轴线222和Y轴线224。
X轴线204、X轴线216和X轴线222表示时间。还参考图1，Y轴线206表示开关132的输出端的电压，Y轴线218表示通过电感器102的电流并且Y轴线224表示V输出节点108处的V输出。
仿真纹波电压118为零的情况首先被看作开关132刚接通的状况的开始。
开关132通过来自单发脉冲发生器/驱动器130的脉冲接通。图2的波形202在t1时刻(虚线208)示出这一状态。这允许V输入通过电感器102给电容器104充电，并且IL(波形214)上升，V输出(波形220)也上升。
在固定接通时间t接通后(见波形202)，脉冲发生器/驱动器130生成的脉冲在t2时刻(虚线210)终止并且开关132断开。随着开关132断开，波形214示出随着电容器104通过负载110放电，通过电感器102的电流斜降。注意，二极管136阻止电容器通过电感器102放电。随着电容器104放电，V输出也下降，如波形220所示。
在一些时间之后，V输出充分下降，使得电压纹波116下降到低于比较器输入端128处的VREF值，并且比较器122改变状态，触发来自单发脉冲发生器/驱动器130的脉冲。现在开始新的周期。
V输出节点108处的V输出表现为大约是标称DC电压VDC的在负载110处的电压纹波V纹波。
上述表现示出具有零仿真纹波的COTDC/DC变换器的输出电压调节是通过比较V输出和VREF实现的。在特定条件下且没有附加电路时，COTDC/DC变换器能够进入它们变得不稳定的状态，以致在期望电压范围内从周期到周期不能维持一致的输出。
此外，V纹波必须足够大以克服比较器迟滞，以使比较器改变状态。相应地，由于输出纹波与输出电容器的ESR直接成比例，由此得出结论，对于V纹波，ESR也必须足够大以适当并一致地转换(toggle)比较器。陶瓷电容器与大体积电解电容器器相比，在成本、可靠性、稳定性和电路空间上具有显著优势，以致非常期望将它们应用于低负载DC/DC变换器中。然而，当在上述电路中使用时，陶瓷电容器的非常低的ESR和电路(如上述描述的那些电路)中获得的低纹波水平能够引起切换，因此变换器的运行变得不稳定。
对于上述讨论的不稳定的常规补救是，使用仿真纹波发生器在比较器输入端注入一定量的受控附加纹波。ERG纹波被控制以使在所有周期上的调节都是可预测的。参考图1，ERG120提供这种附加纹波，将其经由加法器114引入到比较器。然而，ERG的使用会在变换器输出端处引入附加DC误差，因此，需采取进一步措施(常规上是高增益放大器)以减少这些缺点。
上述常规COTDC/DC变换器能在连续导通模式(CCM)下运行，借助该模式，通过电感器的电流始终为正。以CCM运行的系统是二阶系统，即，描述该系统的传递函数是二阶函数。变换器也能够以非连续导通模式(DCM)运行，其特点是，电感器电流在一段时间内降到零。以DCM运行的变换器是一阶系统，一种固有更稳定系统。
CCM和DCM运行也能够利用图表表示。
图3示出的时序图300示出CCM和DCM运行模式。
时序图300示出来自时序图200的切换和电感器电流波形，其表示CCM运行，但是增加附加电感器电流波形以示出DCM运行。
如图所示，时序图300包括开关波形202、X轴线204、Y轴线206、虚线208示出的t1时刻、虚线210示出的t2时刻、虚线212示出的t3时刻、电流波形214、X轴线216、Y轴线218、电流波形302、X轴线304和Y轴线306。
X轴线204、X轴线216和X轴线304表示时间。还参考图1，Y轴线206表示CCM情况下开关132的输出端处的电压并且Y轴线218表示CCM情况下通过电感器102的电流。Y轴线304表示CCM/DCM情况下通过电感器102的电流。
DC/DC变换器100的运行先前已经解释了，本说明书不再重述。
图中，电流波形214示出通过电感器102的电流IL随时间的表现。电流波形214示出负载足够高以确保运行保持在CCM的情况下的IL。这通过保持在零以上的IL的电流波形214指示。
电流波形302示出负载充分降低使得在周期的一部分运行进入DCM的情况中的IL。这在电流波形302中指示，其中，在周期的一部分上IL达到零。如上所述，以DCM运行的变换器是固有更稳定系统。
稳定性补偿技术(如上文描述并用于常规变换器如CCM下运行的COT变换器的ERG)会大幅增加低负载DC/DC变换器设计的设计复杂度。这种增加的复杂度会明显影响设计时间、电路面积、门数，因此影响成本和尺寸，这两个品质对于便携式电子产品是极其重要的。
需要一种更简单的低负载DC/DC变换器设计，其缓解上述稳定性问题，而不要求需要用于实现常规稳定性技术(如ERG)的附加电路，也不需要附加电路减少由稳定性技术引起的DC误差。
发明内容
本发明提供用于低负载DC/DC变换器的实现的系统和方法，该DC/DC变换器不需要常规稳定性技术(如仿真纹波发生)必要的附加电路来确保该实现的稳定性，也不需要附加电路来减少由稳定性技术引起的DC误差。本发明还提供低负载处的纹波水平的显著改善。
本发明的各个方面提供一种DC/DC变换器，其与电源电压连用且可操作以驱动负载，其中，DC/DC变换器包括V输入节点、V输出节点、切换元件、滤波器、比较器、电流检测元件和控制元件。V输入节点能够接收电源电压，并且V输出节点能够提供输出电压以驱动负载。滤波器电连接切换元件和V输出节点。比较器能够基于输出电压生成比较信号。电流检测元件能够检测从滤波器朝向V输出节点的方向上的电流何时减小到预定阈值。控制元件能够基于比较信号转变极性并基于电流检测元件检测从滤波器朝向V输出节点的方向上的电流何时减小到预定阈值，控制切换元件，以便在非连续导通模式下在V输出节点处提供输出电压，从而驱动负载。
本发明的附加优点和新颖特征将部分在下面的说明书中阐述，并且对于查阅了本发明或可以学到本发明的实践的本领域的技术人员而言，本说明书的部分是明显的。本发明的优点可以通过在所附权利要求中具体指出的工具和组合实现并获得。
附图说明
附图(其被纳入并形成说明书的一部分)示出本发明的示例性实施例，并且和说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：
图1示出一种常规恒定接通时间(COT)迟滞低负载DC/DC变换器；
图2示出一种常规恒定接通时间(COT)迟滞低负载DC/DC变换器的时序；
图3示出CCM和DCM运行模式；
图4示出根据本发明的各个方面运行的一种低负载DC/DC变换器；
图5示出根据本发明的各个方面运行的一种低负载DC/DC变换器的时序，其中已经超过最小接通时间。
图6示出根据本发明的各个方面运行的一种负载降低的DC/DC变换器的接通时间和I最大值的表现；并且
图7示出根据本发明的各个方面运行的一种DC/DC变换器随时间的表现，其中没有超过最小接通时间。
具体实施方式
本发明的各个方面涉及DC/DC变换器，其与电源电压连用并且可以驱动负载。
本发明的第一方面涉及使用比较器输出的前沿和后沿两者以切换和选择滤波器充电路径和放电路径从而调节输出电压。比较器的两个沿以在电感器电流和负载电流之间施加固定关系的方式使用，从而在负载减小时，保证负载和输出纹波的可伸缩性。这种可伸缩性相对于常规低负载DC/DC变换器(其中输出纹波在负载减小时，保持为高)是一项极大的改善。
本发明的第二方面涉及使用反向电流检测器以确定调节周期中的点，从而切换和选择滤波器充电路径和放电路径以迫使低负载DC/DC变换器在部分切换周期上运行在非连续导通模式(DCM)。迫使DCM运行将系统的传递函数从较不稳定的二阶系统变换到更稳定的一阶系统。部分周期上的DCM运行足以确保稳定性，从而能够消除在常规二阶系统中实施稳定性补偿所需的附加复杂电路。
本发明的第三方面涉及使用单发脉冲发生器以确保用于启用充电电流从而通过电感器给滤波器电容器充电的开关的最小接通时间(MOT)。MOT用于确保最小接通时间和电感器电流的最小值，其是在非常低负载时的变换器的持续运行需要的。MOT运行结合本发明的其他方面相对于常规系统在非常低负载时提供了明显的纹波优点。
如先前所述，用在低负载应用中的常规DC/DC变换器能够遭遇稳定性问题。在特定条件且没有附加复杂电路时，常规DC/DC变换器能够进入不稳定状态，这时，期望电压范围内的周期到周期的一致输出常常难以维持。此外，当输出纹波可能变得太低而不能维持比较器状态的正确切换时，使用低ESR电容器存在附加的不稳定问题。上文陈述的本发明的各方面消除这些不稳定问题而不采用常规复杂、昂贵的技术，如ERG电路和高增益放大器。
除使用上述讨论的反向电流检测器之外，使用比较器输出的前沿和后沿用于电压调节，确保DC/DC变换器将在每个周期总是进入DCM运行一次，因此，在每个周期将运行重置到已知状态并实现稳定运行所需的周期到周期的运行一致性。对于常规DC/DC变换器，输出纹波会在负载减小时增加。如上述讨论的，使用比较器输出的前沿和后沿两者用以电压调节，确保根据这些方面的DC/DC变换器的输出纹波不会在减小负载时增加，相对于现有技术具有明显优点。考虑到通过使用前两个方面保持的电流缩放和相对低的纹波水平，MOT通过为电路设计设置最小接通时间来避免在非常低的纹波水平处的问题。
参考图4-7，现在将更详细地描述本发明的各个方面。
图4示出DC/DC变换器400，其为根据本发明的各个方面的一种低负载DC/DC变换器。
如图所示，DC/DC变换器400包括滤波器101、接地层106、负载110、电流传感器402、控制元件404、切换元件405和二极管426。切换元件405包括高侧开关422和低侧开关424。控制元件404包括比较器406、参考电压源412、开关驱动器414、或(OR)门416、脉冲发生器418和反向电流检测器420。滤波器101包括电感器102和电容器104。比较器406具有比较器输入端408和比较器输入端410。DC/DC变换器400具有V输出节点108。
在V输入节点134处提供V输入，其中V输入节点134被布置为连接到高侧开关422。电感器102被布置在高侧开关422和V输出节点108之间。电容器104被布置在接地层106与电感器102和V输出节点108的公共连接点之间。负载110被布置在V输出节点108和接地层106之间。二极管426被布置为连接在接地层106与高侧开关422和低侧开关424的公共连接点之间。连接电感器102、电容器104和V输出节点108的公共接合点被布置为连接到比较器输入端408。参考电压源412被布置为连接到比较器输入端410。比较器406被布置为连接到OR门416。脉冲发生器406被布置在比较器406和开关驱动器414之间。开关驱动器被布置为连接在OR门416和高侧开关422之间，并且连接在OR门416和低侧开关424之间。电流传感器402被布置在电感器102的高侧开关侧。反向电流检测器420被布置在电流传感器402和开关驱动器414之间。
当高侧开关422接通时，V输入节点134提供电流通过电感器102给电容器104充电。电容器104通过电感器102充电并提供V输出到V输出节点108以及提供电流通过负载106。二极管426阻止电容器104通过电感器102放电。参考电压源412提供所需输入以为DC/DC变换器400设置期望的平均输出电压。比较器406比较输入端408和输入端410处的电压以输出结果。当脉冲发生器418被比较器406触发时，其输出单发脉冲。OR门416将比较器406和脉冲发生器418输出的逻辑OR函数提供到开关驱动器414。开关驱动器414驱动高侧开关422和低侧开关424。电流传感器402提供与穿过电感器102的电流成比例的电压到反向电流检测器420。
根据本发明的一个方面，电流检测元件检测IL何时减小到预定电流阈值，如下面更详细的讨论。在一些实施例中，预定电流阈值为零。在一个示例实施例中，电流传感器402和反向电流检测器420可以被称为电流检测元件。反向电流检测器420控制开关驱动器414。
比较器406基于V输出生成比较信号415。具体是，比较器406基于V输出和参考电压源412提供的预定电压阈值VREF之间的差，生成比较信号。当V输出大于或等于VREF时，比较器406改变状态，并且当V输出小于VREF时，比较器406再次改变状态。出于讨论目的，在这个非限制性示例实施例中，当V输出小于VREF时，比较器406将变高，并且当V输出等于或大于VREF时，比较器406将变低。
MOT比较器(例如比较器406)可以基于检测到的参数(例如在比较器输入端408处检测到的电压)和预定MOT阈值(例如电压源412提供的电压)之间的差，生成MOT信号(例如比较信号415)。当高侧开关(例如高侧开关422)闭合时，控制元件(例如开关驱动器414)可以保持高侧开关闭合，直到后来接收到MOT信号(例如MOT信号417)并且在差(检测到的参数和预定MOT阈值之间的差)从一个极性转变到另一个极性(例如由控制信号421提供的)之后。
控制元件404控制切换元件405，如下面更详细的讨论。该控制可以基于V输出和IL。在一个示例实施例中，该控制可以基于比较信号415的极性转变并基于电流传感器402检测从滤波器101朝向V输出节点108的方向上的IL何时减小到预定电流阈值，以便在非连续导通模式下在V输出节点108处提供V输出从而驱动负载110。在一个示例实施例中，预定电流阈值为零。
当比较器406变高或脉冲发生器418的脉冲为高时，开关驱动器414驱动高侧开关422接通并驱动低侧开关424闭合，如下面更详细的讨论。此外，当后来：比较器406变低；或，脉冲发生器418的脉冲变低时，开关驱动器414驱动高侧开关422闭合并驱动低侧开关424接通，如下面更详细的讨论。
脉冲发生器418通过MOT信号419建立预定MOT，如下面更详细的讨论。MOT信号419基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差。在一个示例实施例中，检测到的参数是比较信号415，其基于参考电压源412提供的VREF和V输出。当比较器406变高时，脉冲发生器418提供单个脉冲。脉冲发生器418提供的脉冲的宽度由控制元件404的设计设置。
OR门416是MOT比较器的一个非限制性示例，其将建立最小接通时间以确保DC/DC变换器400将在每个周期都一致地输出电压，如下面更详细地讨论。因此，OR门416的输出417可以被称为MOT信号417。因此，MOT信号417基于MOT信号419和比较信号415。
反向电流检测器420经由控制信号421控制开关驱动器414，以断开低侧开关424。反向电流检测器420确保DC/DC变换器400将在每个周期内的某个点上一致地输出零电压，从而在DCM中运行，如下面更详细的讨论。在一个示例实施例中，当电流传感器402指示通过电感器102的电流IL已经达到零且已经开始变为负的，会发生上述这种情况。
在运行中，DC/DC变换器400将V输入变换到较低V输出，驱动负载RL。这将附加参考图5进行进一步描述。
图5示出的时序图500示出DC/DC变换器400随时间的变化的表现。
如图所示，时序图500包括X轴线502、X轴线504、X轴线506、X轴线508、X轴线510、X轴线512、Y轴线514、Y轴线516、Y轴线518、轨迹520、VREF线522、虚线524示出的t1时刻、虚线526示出的t2时刻、虚线528示出的t3时刻、虚线530示出的t4时刻、虚线531示出的t5时刻、轨迹532、I负载线534、放电区域536、充电区域538、IL最大值水平540、轨迹542、轨迹544、轨迹546和轨迹548。
在图中，X轴线502、X轴线504、X轴线506、X轴线508、X轴线510和X轴线512表示时间。Y轴线514表示电压，Y轴线516表示电流以及Y轴线518表示电压。VREF线522表示参考电压VREF随时间的变化并且I负载线534表示负载电流I负载随时间的变化。轨迹520示出V输出随时间变化的表现，轨迹532示出IL随时间变化的表现，轨迹542示出图4的比较器406随时间变化的表现，轨迹544示出脉冲发生器418随时间变化的表现，轨迹546示出高侧开关422随时间变化的表现并且轨迹548示出低侧开关426随时间变化的表现。
在切换周期的一时间点处开始，此时，电容器104充电，V输出比VREF大，比较器406为高，脉冲发生器418没有脉冲，高侧开关422和低侧开关424都断开并且通过电感器102的电流为零，随着电容器104通过负载110放电，V输出下降(见轨迹520)。二极管426阻止通过电感器102放电。该时间点正好先于t1时刻(524)。
随着周期继续，V输出最终在t1时刻下降到VREF以下，使得比较器406转换到高(轨迹542)，因此控制开关驱动器414将高侧开关422接通(轨迹542)。脉冲发生器418的脉冲也已经被触发，如轨迹544所示。随着高侧开关422接通，V输入被连接到电感器102并且IL升高(见轨迹532)。随着电容器104继续放电(轨迹520)，V输出在该时间点仍下降。然而，在t2时刻，当IL已经上升到等于通过负载110的电流I负载的点时，电容器104开始充电并且V输出开始再次上升。随着周期继续，电容器104继续充电。
针对脉冲发生器418的脉冲在t3时刻之前终止的情况，图5示出所示情况，脉冲发生器418不再设置OR门416的输出状态并且V输出最终达到VREF。然后，在t3时刻，比较器406改变到低状态(见轨迹542)，因此，控制开关驱动器414将高侧开关422断开并将低侧开关424接通，如轨迹528和530所示。
针对脉冲发生器418的脉冲在t3时刻之前没有终止的情况，V输出达到VREF且由于脉冲发生器418将OR门416的一个输入保持为高，转换到低的比较器406对开关驱动器414将不会有影响。相反，脉冲发生器418的脉冲的结束控制开关驱动器414以将高侧开关422断开并将低侧开关424接通。这确保高侧开关422总是具有最小的接通时间，其等于脉冲发生器418处设置的脉冲宽度。图5未示出此情况，但将随后使用图7讨论这种情况。
再次参考图5所示情况，重点注意，t1时刻和时刻t2之间的放电区域536表示电容器104损耗的能量，其面积等于表示电容器104从t2时刻到时刻t3获得的能量的充电区域538的面积。当V输出＝VREF时，电容器在t1开始放电，所以，在时间点(t3)，充电(538)等于放电(536)，V输出再次和VREF相等且比较器406触发使得高侧开关422断开。由此得出结论，IL达到最大电流，对任何负载而言，其等于两倍I负载(540)，即IL最 大值＝2*I负载。
随着在时刻t3高侧开关422现在断开并且低侧开关424现在接通，IL开始下降(见轨迹532)。电感器102中储存的能量使得V输出继续升高(轨迹520)直到IL降低到I负载。在此刻，电容器104开始通过负载110放电且V输出现在开始下降。在这部分周期期间，开关驱动器414阻止高侧开关422和低侧开关424的任何进一步切换，并等待来自反向电流检测器420的控制信号。
在时刻t4，IL降到零，并且由于存在IL可能变为负值(其是系统正确运行的一种不期望情况)的可能，反向电流检测器420使得开关驱动器414断开低侧开关424，并且接着二极管426阻止这种负值IL情况。在时刻t5，V输出已经降到VREF(轨迹520)，针对这种情况，比较器406改变状态，且再次接通高侧开关422，预示下个周期的开始。
因此，通过将IL最大值限制到2*I负载并通过阻止新周期开始直到至少已经触发反向电流检测器，确保DC/DC变换器400一段时间上处于DCM，这是系统稳定性的关键条件。注意，从时序图500中，DCM状况是时间段t4到t5。
简单地回顾图1，对于DC/DC变换器100，其为常规恒定接通时间(COT)变换器，根据下列式子，由于开关132的接通时间固定，对于任何负载，通过电感器102的峰值电流I峰值固定：
I峰值＝V输入-V输出/L*t接通
其中，t接通是固定的接通时间并且L是电感器102的电感值。甚至在低负载时，当开关132接通时，进入电容器104的纹波电流等于I峰值。因此，随着负载减小，I峰值保持不变，所以纹波电压增加。这样在低负载时导致大的纹波。然而，再次参考图4，本发明如先前描述的运行以限制峰值电流，在这种情况下，峰值电流是IL最大值，其被限制到2*I负载，因此随着负载降低，开关422的接通时间减少并且IL最大值相应地减少。对于这种运行，纹波电压不增加，而保持接近相同值。这相对于常规低负载DC/DC变换器为本发明获得明显的纹波优点。
接通时间和峰值电流的比例性降低能够利用时序图示出。
图6的时序图600示出图4的具有降低负载的DC/DC变换器400的接通时间和IL最大值的表现。
如图所示，时序图600包括X轴线602、X轴线604、X轴线606、X轴线608、X轴线610、X轴线612、X轴线614、X轴线616、Y轴线620、Y轴线622、Y轴线624、Y轴线626、Y轴线628、Y轴线630、Y轴线632、Y轴线634、Y轴线636、t1时刻638、轨迹640、轨迹642、放电区域644、充电区域646、IL最大值水平648、开关接通脉冲650、轨迹652、轨迹654、放电区域656、充电区域658、IL最大值水平660、开关接通脉冲662、轨迹664、轨迹666、放电区域668、充电区域670、IL最大值水平672和开关接通脉冲674。
X轴线602、X轴线604、X轴线606、X轴线608、X轴线610、X轴线612、X轴线614和X轴线616被布置为表示时间。Y轴线620、Y轴线622和Y轴线624被布置为表示电压，Y轴线626、Y轴线628、Y轴线630被布置为表示电流，Y轴线632、Y轴线634和Y轴线636被布置为表示电压。对于负载A，轨迹640被布置为表示V输出随时间变化的表现，轨迹642被布置为表示IL随时间变化的表现，并且轨迹650被布置为示出开关422随时间变化的表现。对于负载B，轨迹652被布置为表示V输出随时间变化的表现，轨迹654被布置为表示IL随时间变化的表现，并且轨迹662被布置为示出开关422随时间变化的表现。对于负载C，轨迹664被布置为表示V输出随时间变化的表现，轨迹666被布置为表示IL随时间变化的表现，并且轨迹674被布置为示出开关422随时间变化的表现。
时序图600示出针对DC/DC变换器400降低负载，其中负载B比负载A小并且负载C比负载B小。如图所示，开关422的接通时间随负载减少，即轨迹674的脉冲宽度小于轨迹662的脉冲宽度，其中轨迹662的脉冲宽度比轨迹650的脉冲宽度小。因此，如先前讨论的，由于脉冲持续时间确保IL最大值与I负载成比例，峰值电流IL最大值随负载降低。所以，IL最大值B(660)比IL最大值A(648)小并且IL最大值C(672)比IL最大值B小。因此，纹波电流随着负载降低而降低并且纹波电压在所有负载的情况下都保持接近恒定。一直这样，直到负载降低到达到最小接通时间的时刻。
如上所述，接通时间随着负载降低而减少。在某些点，这取决于电路的设计参数，接通时间和IL最大值将非常小以稳定运行，因此，在非常低的负载处，防止达到该点很重要。这通过在MOT脉冲发生器(用于DC/DC变换器400的脉冲发生器418)处设置最小脉冲宽度实现，并因此得到最小接通时间。
讨论到这一点，在比较器410已经变化到低状态之前，脉冲发生器418的脉冲已经终止，因此，OR门414已经允许比较器输出以控制切换。然而，随着负载进一步降低，最终，在MOT脉冲已经终止之前，比较器将改变状态。对于这种低负载以及更低的负载，DC/DC变换器400类似于固定脉冲宽度变换器(如DC/DC变换器100)运行，但具有显著的优势，即，尽管纹波电压开始随着负载降低而增加，但其从先前描述的电流缩放实现的相对低的水平处开始。
这能够使用时序图说明。
图7示出的时序图700示出DC/DC变换器400随时间变化的表现。时序图700是修改后的时序图500，其用于负载足够低以在MOT脉冲控制切换的负载区域内运行的情况。
如图所示，时序图700包括X轴线502、X轴线504、X轴线506、X轴线508、X轴线510、X轴线512、Y轴线514、Y轴线516、Y轴线518、线522、线524、线526、线528、线530、线531、I负载线534、IL 最大值水平540、轨迹542、轨迹702、轨迹704、放电区域706、充电区域708、轨迹712、轨迹714和轨迹716。
在该图中，X轴线502、X轴线504、X轴线506、X轴线508、X轴线510和X轴线512表示时间。Y轴线514表示电压，Y轴线516表示电流并且Y轴线518表示电压。线524表示t1时刻，线526表示t2时刻、线528表示t3时刻，线710表示t3a时刻，线530表示t4时刻并且线531表示t5时刻。线522表示参考电压VREF随时间的变化并且线534表示负载电流I负载随时间的变化。轨迹702示出V输出随时间变化的表现，轨迹704示出IL随时间变化的表现，轨迹542示出图4的比较器406随时间变化的表现，轨迹712示出脉冲发生器418随时间变化的表现，轨迹714示出高侧开关422随时间变化的表现并且轨迹716示出低侧开关426随时间变化的表现。
对于时序图700，在t3时刻(528)，当充电区域708的一部分等于放电区域706且IL＝2*I负载时，比较器406改变到低状态。与图5的时序图500相比，到这一时刻的表现是相同的。然而，对于时序图700，由于轨迹712的MOT脉冲宽度现在比时间段t1(524)到t3(528)大，OR门416阻止高侧开关422断开并阻止低侧开关424接通，直到轨迹712的MOT脉冲在t3a时刻终止(704)。因此，系统的接通时间现在为固定的MOT值，而不是随着负载可变的比较器406控制的值。从图中也能够看出，充电区域708比放电区域706大并且IL最大值现在比2*I负载大。对于任何具体设计，如上所述，在非常低的负载情况下，具有可设置的最小接通时间很重要。在一些实施例中，通过设置MOT脉冲发生器的脉冲宽度可以实现这一点。
如先前讨论的，存在若干类型的常规DC/DC变换器设计，它们针对于低负载、低电容器的ESR应用，包括PWM、COT和双阈值迟滞类型。然而，它们表现出降低的负载的高输出纹波以及在周期到周期中表现输出不一致或缺失周期的固有非稳定性问题。为缓解这些问题，常规DC/DC变换器需要复杂电路(如仿真纹波发生器和高功率放大器)。这些电路增加的复杂性能够明显增加设计时间、电路面积、门数并因此增加成本和尺寸(成本和尺寸对于便携式电子产品是非常重要的品质)。
根据本发明的各个方面运行的DC/DC变换器使用两者V输出相对于VREF的偏移以转换控制输出电容器的充电电压的切换的比较器，使得峰值充电电流随着负载缩放。这防止纹波电压随着负载降低而增加，与常规低负载DC/DC变换器设计相比，明显改善纹波性能。此外，电容器结合反向电流检测器运行，从而控制充电电压切换，确保DC/DC变换器将在每个周期都会进入非连续导通模式，确保周期到周期的表现的可预测性，并因此消除对于更复杂的稳定性补偿技术(如ERG电路和高功率放大器)的需要。当与常规解决方案相比时，这主要节省电路基板面、设计和实现成本。最后，防止达到DC/DC变换器的运行负载范围的最低部分的MOT的包含和实现相对于常规设计在这些非常低的负载中产生纹波水平的明显改善。
出于解释和说明目的，已经提供了本发明的各种优选实施例的上述描述。并不旨在穷尽本发明或将本发明限制到所公开的精确形式，根据上述教导，许多修改和变体是明显的。选择和描述如上所述的示例性实施例是为了最好地解释本发明的原理及其实际应用，从而使本领域的其他技术人员最好地利用各种实施例中的本发明，并且具有各种修改的本发明适于所想到的具体用途。本发明的范围由所附权利要求限定。

Claims (19)

1.一种与电源电压连用且可操作以驱动负载的DC/DC变换器，所述DC/DC变换器包括：
V输入节点，其可操作以接收所述电源电压；
V输出节点，其可操作以提供输出电压从而驱动所述负载；
切换元件；
滤波器，其电连接所述切换元件和所述V输出节点；
比较器，其可操作以基于所述输出电压生成比较信号；
电流检测元件，其可操作以检测从所述滤波器朝向所述V输出节点的方向上的电流何时减小到预定电流阈值；和
控制元件，其可操作以基于所述比较信号转变极性并基于所述电流检测元件检测从所述滤波器朝向所述V输出节点的所述方向上的所述电流何时减小到所述预定电流阈值，控制所述切换元件，在非连续导通模式下在所述V输出节点处提供所述输出电压，从而驱动所述负载。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其中所述电流检测元件可操作以检测从所述滤波器朝向所述V输出节点的所述方向上的所述电流何时减小到为零的所述预定电流阈值。
3.根据权利要求2所述的DC/DC变换器，
其中所述切换元件包括高侧开关和低侧开关，所述高侧开关可操作以打开或闭合，所述低侧开关可操作以打开或闭合，
其中所述滤波器电连接所述高侧开关和所述V输出节点，并电连接所述低侧开关和所述V输出节点，
其中所述比较器可操作以基于所述输出电压和预定电压阈值之间的差，生成所述比较信号，
其中所述控制元件可操作以基于从第一极性转变到第二极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，并且可操作以基于从所述第二极性转变到所述第一极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，从而在非连续导通模式下在所述V输出节点处提供所述输出电压以驱动所述负载。
4.根据权利要求3所述的DC/DC变换器，
其中当所述高侧开关闭合时，其将所述V输入节点电连接到所述滤波器，
其中当所述低侧开关闭合时，其将所述滤波器电连接到地，
其中所述控制元件可操作以在所述差从所述第一极性转变到所述第二极性时，闭合所述高侧开关，并且
其中所述控制元件进一步可操作以在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性时，打开所述高侧开关并闭合所述低侧开关。
5.根据权利要求4所述的DC/DC变换器，
其中所述滤波器包括串联设置在所述V输出节点和所述低侧开关之间的电感器，
其中所述电流检测元件可操作以检测通过所述电感器、朝向所述V输 出节点的电流何时减小到所述预定电流阈值，并且
其中所述控制元件进一步可操作以在所述电流检测元件检测到通过所述电感器、朝向所述V输出节点的所述电流已经减小到所述预定电流阈值时，打开所述低侧开关。
6.根据权利要求5所述的DC/DC变换器，其中所述电流检测元件可操作以检测通过所述电感器、朝向所述V输出节点的所述电流何时减小到为零的所述预定电流阈值。
7.根据权利要求6所述的DC/DC变换器，进一步包括：
MOT比较器，其可操作以基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差，生成MOT信号，
其中，当所述高侧开关闭合时，所述控制元件可操作以保持所述高侧开关闭合，直到后来接收到所述MOT信号并且在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性之后。
8.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，
其中所述切换元件包括高侧开关和低侧开关，所述高侧开关可操作以打开或闭合，所述低侧开关可操作以打开或闭合，
其中所述滤波器电连接所述高侧开关和所述V输出节点，并电连接所述低侧开关和所述V输出节点，
其中所述比较器可操作以基于所述输出电压和预定电压阈值之间的差，生成所述比较信号，
其中所述控制元件可操作以基于从第一极性转变到第二极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，并且可操作以基于从所述第二极性转变到所述第一极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，以便在非连续导通模式下在所述V输出节点处提供所述输出电压，从而驱动所述负载。
9.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，
其中当所述高侧开关闭合时，其将所述V输入节点电连接到所述滤波器，
其中当所述低侧开关闭合时，其将所述滤波器电连接到地，
其中所述控制元件可操作以在所述差从所述第一极性转变到所述第二极性时，闭合所述高侧开关，并且
其中所述控制元件进一步可操作以在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性时，打开所述高侧开关并闭合所述低侧开关。
10.根据权利要求9所述的DC/DC变换器，
其中所述滤波器包括串联设置在所述V输出节点和所述低侧开关之间的电感器，
其中所述电流检测元件可操作以检测通过所述电感器、朝向所述V输 出节点的电流何时减小到所述预定电流阈值，并且
其中所述控制元件进一步可操作以在所述电流检测元件检测通过所述电感器、朝向所述V输出节点的所述电流已经减小到所述预定电流阈值时，打开所述低侧开关。
11.根据权利要求10所述的DC/DC变换器，进一步包括：
MOT比较器，其可操作以基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差，生成MOT信号，
其中，当所述高侧开关闭合时，所述控制元件可操作以保持所述高侧开关闭合，直到后来接收到所述MOT信号并且在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性之后。
12.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，
其中所述滤波器包括串联设置在所述V输出节点和所述低侧开关之间的电感器，
其中所述电流检测元件可操作以检测通过所述电感器、朝向所述V输 出节点的电流何时减小到所述预定电流阈值，并且
其中所述控制元件进一步可操作以在所述电流检测元件检测到通过所述电感器、朝向所述V输出节点的所述电流已经减小到所述预定电流阈值时，打开所述低侧开关。
13.根据权利要求12所述的DC/DC变换器，进一步包括：
MOT比较器，其可操作以基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差，生成MOT信号，
其中，当所述高侧开关闭合时，所述控制元件可操作以保持所述高侧开关闭合，直到后来接收到所述MOT信号并且在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性之后。
14.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，进一步包括：
MOT比较器，其可操作以基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差，生成MOT信号，
其中，当所述高侧开关闭合时，所述控制元件可操作以保持所述高侧开关闭合，直到后来接收到所述MOT信号并且在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性之后。
15.一种运行具有V输入节点、切换元件、滤波器、比较器、电流检测元件、控制元件和V输出节点的DC/DC变换器的方法，所述滤波器电连接所述切换元件和所述V输出节点，所述方法包括：
提供电源电压到所述V输入节点；
经由所述比较器基于所述V输出节点处的输出电压，生成比较信号；
经由所述电流检测元件检测从所述滤波器朝向所述V输出节点的方向上的电流何时减小到预定电流阈值；以及
经由所述控制元件，基于所述比较信号转变极性并基于所述电流检测元件检测从所述滤波器朝向所述V输出节点的所述方向上的所述电流何时减小到零，控制所述切换元件，以便在非连续导通模式下在所述V输出节点处提供所述输出电压从而驱动负载。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：
其中所述切换元件包括高侧开关和低侧开关，
其中所述高侧开关可操作以打开或闭合，
其中所述低侧开关可操作以打开或闭合，
其中所述滤波器电连接所述高侧开关和所述V输出节点并电连接所述低侧开关和所述V输出节点，
其中所述生成比较信号包括，基于所述输出电压和预定电压阈值之间的差，生成所述比较信号，
其中所述控制所述切换元件包括，基于从第一极性转变到第二极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，并基于从所述第二极性转变到所述第一极性的所述差，控制所述高侧开关和所述低侧开关，以便在非连续导通模式下在所述V输出节点处提供所述输出电压，从而驱动所述负载。
17.根据权利要求16所述的方法，
其中，当所述高侧开关闭合时，其将所述V输入节点电连接到所述滤波器，
其中，当所述低侧开关闭合时，其将所述滤波器电连接到地，
其中所述基于从第一极性转变到第二极性的所述差控制所述高侧开关和所述低侧开关包括，当所述差从所述第一极性转变到所述第二极性时，闭合所述高侧开关，并且
其中所述基于从所述第二极性转变到所述第一极性的所述差控制所述高侧开关和所述低侧开关包括，当所述差从所述第二极性转变到所述第一极性时，打开所述高侧开关并闭合所述低侧开关。
18.根据权利要求17所述的方法，
其中所述滤波器包括串联设置在所述V输出节点和所述低侧开关之间的电感器，
其中所述检测包括，经由所述电流检测元件，检测通过所述电感器、朝向所述V输出节点的电流何时减小到所述预定电流阈值，并且
其中所述控制所述切换元件进一步包括，当所述电流检测元件检测到通过所述电感器、朝向所述V输出节点的所述电流已经减小到所述预定电流阈值时，打开所述低侧开关。
19.根据权利要求18所述的方法，进一步包括：
经由MOT比较器，基于检测到的参数和预定MOT阈值之间的差，生成MOT信号，
其中所述控制所述切换元件进一步包括，当所述高侧开关闭合时，保持所述高侧开关闭合直到后来接收到所述MOT信号并且在所述差从所述第二极性转变到所述第一极性之后。
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