CN105024540B - 开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明属于开关电源技术领域，本发明提供一种开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路，开关电源驱动芯片包括COMP电压采样电路、压流转换电路、消磁时间采样电路、第一电压产生电路、第二电压产生电路、电压比较电路以及逻辑电路；消磁时间采样电路检测到开关周期中的消磁时间结束时，控制第一电压产生电路停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压；当第二电压值大于第一电压值，开关周期中的自由振荡时间结束，开始下一个周期；电压比较电路根据第一电压和第二电压转换输出电平信号，并输出给主功率级电路，可以得到自由振荡时间与开关周期的比值是一个固定值，解决了DCM模式下现有技术影响APFC系统功率因数和谐波的问题。

Description

开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路

技术领域

本发明属于开关电源驱动技术领域，尤其涉及一种开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路。

背景技术

非隔离的高功率因数低谐波APFC开关电源绝大部分采用BOOST拓扑结构，该BOOST拓扑有三种工作模式：1、CCM(连续导通模式)；2、BCM(临界导通模式)；3、DCM(非连续导通模式)。其中，容易实现高功率因数低谐波的BOOST拓扑工作模式有两种，一种是DCM模式(非连续导通模式)，另一种是BCM模式(边界导通模式)，其中，BCM模式控制电路简单，普遍被应用在中小功率电源方案，但BCM模式有一个不可避免的缺陷。工作在BCM的开关电源系统，输入电压越高，输出载越轻，导通时间越小。当此导通时间减小至最小导通时间时，系统失去自我调节能力，将造成灾难性系统后果。为了避免此灾难性后果，在某一高压轻载时，系统进入DCM，导通时间停止减小或变缓减小，避开最小导通时间。但是，当开关电源系统进入DCM后，自由振荡时间与开关周期的比值不固定，输入电流波形偏离正弦波，导致功率因数与谐波变差。

综上所述，当开关电源系统由BCM进入DCM，现有技术无法保证自由振荡时间与开关周期的比值固定，导致功率因数与谐波变差。

发明内容

鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路，当开关电源系统由BCM进入DCM，现有技术无法保证自由振荡时间与开关周期的比值固定，导致功率因数与谐波变差，此发明旨在解决此问题。

本发明是这样实现的，第一方面提供一种开关电源驱动芯片，所述开关电源驱动芯片与开关电源驱动电路的主功率级电路连接，形成开关电源驱动电路，所述开关电源驱动芯片包括COMP电压采样电路、压流转换电路、消磁时间采样电路、第一电压产生电路、第二电压产生电路、电压比较电路以及逻辑电路；

所述消磁时间采样电路的输入端连接所述主功率级电路的第一输出端，所述消磁时间采样电路的输出端连接所述第一电压产生电路的第一控制端，所述第一电压产生电路的电流输入端连接基准电流源，所述第一电压产生电路的电压输出端连接所述电压比较电路的第一电压输入端，所述COMP电压采样电路的电压采样端连接所述主功率级电路的第二电压输出端，所述COMP电压采样电路的输出端连接所述压流转换电路的电压输入端，所述压流转换电路的电流输出端连接所述第二电压产生电路的电流输入端，所述第二电压产生电路的电压输出端连接所述电压比较电路的第二电压输入端，所述电压比较电路的输出端连接所述逻辑电路的输入端，所述逻辑电路的输出端连接所述主功率级电路的输入端；

所述基准电流源输出第一电流给所述第一电压产生电路中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，所述消磁时间采样电路检测到开关周期中的消磁时间结束时，控制所述第一电压产生电路停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压；

所述COMP电压采样电路用于获取COMP采样电压，并将所述COMP采样电压输出给所述压流转换电路，所述压流转换电路对所述COMP采样电压进行压流转换后输出第二电流给所述第二电压产生电路中的第二储能器件充电，并使所述第二电压产生电路输出第二电压；

所述电压比较电路当所述第二电压大于所述第一电压时转换输出有效电平信号，并将转换后的输出有效电平信号输出给所述逻辑电路，所述逻辑电路进行逻辑运算后输出给主功率级电路，所述主功率级电路控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一周期。

结合第一方面，在第一方面的第一种实施方式中，所述开关电源驱动芯片还包括电容清零复位电路，所述电容清零复位电路的输入端连接所述逻辑电路的输出端，所述电容清零复位电路的输出端连接所述第一电压产生电路的第二控制端、所述第二电压产生电路的第一控制端以及第二控制端；

所述电容清零复位电路根据所述逻辑电路输出的控制信号在所述自由振荡时间结束时对所述第一电压产生电路和所述第二电压产生电路进行电压清零。

结合第一方面及第一方面的第一种实施方式，在第一方面的第二种实施方式中，所述第一电压产生电路包括第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管以及第一电容；

所述第一场效应管的源极连接所述第二场效应管的源极，所述第一场效应管的栅极、所述第二场效应管的栅极以及所述第一场效应管的漏极共接并构成所述第一电压产生电路的电流输入端，所述第二场效应管的漏极连接所述第三场效应管的源极，所述第三场效应管的栅极为所述第一电压产生电路的第一控制端，所述第三场效应管的漏极、所述第四场效应管的漏极以及所述第一电容的第一端共接并构成所述第一电压产生电路的电压输出端，所述第四场效应管的源极以及所述第一电容的第二端共接于地，所述第四场效应管的栅极为所述第一电压产生电路的第二控制端。

结合第一方面及第一方面的第二种实施方式，在第一方面的第三种实施方式中，所述第二电压产生电路包括第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管以及第二电容；

所述第五场效应管的源极连接所述第六场效应管的源极，所述第五场效应管的栅极、所述第六场效应管的栅极以及所述第五场效应管的漏极共接并构成所述第二电压产生电路的电流输入端，所述第六场效应管的漏极连接所述第七场效应管的源极，所述第七场效应管的栅极为所述第二电压产生电路的第一控制端，所述第七场效应管的漏极、所述第八场效应管的漏极以及所述第二电容的第一端共接并构成所述第二电压产生电路的电压输出端，所述第八场效应管的源极以及所述第二电容的第二端共接于地，所述第八场效应管的栅极为所述第二电压产生电路的第二控制端。

结合第一方面及第一方面的第三种实施方式，在第一方面的第四种实施方式中，在所述自由振荡时间结束时，所述自由振荡时间与所述开关周期之间的比值满足以下公式：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，tz为自由振荡时间，T为开关周期，Iref为第一电流，Ic为第二电流。

结合第一方面，在第一方面的第五种实施方式中，所述压流转换电路包括第一电压放大器、第九场效应管以及第一电阻；

所述第一电压放大器的同相输入端为所述压流转换电路的电压输入端，所述第一电压放大器的反相输入端连接所述第九场效应管的源极以及所述第一电阻的第一端，所述第九场效应管的漏极为所述压流转换电路的电流输出端，所述第一电阻的第二端接地。

本发明第二方面提供一种开关电源驱动电路，包括第一方面所述的开关电源驱动芯片以及主功率级电路，所述开关电源驱动芯片与所述主功率级电路连接。

本发明第三方面提供一种开关电源驱动芯片的控制方法，所述开关电源驱动芯片与开关电源驱动电路的主功率级电路连接，形成开关电源驱动电路，所述控制方法包括以下步骤；

在上一周期结束时，使第一储能器件、第二储能器件清零复位，并开始下一周期；

输出第一电流给第一电压产生电路中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，同时，获取COMP采样电压经过压流转换后的第二电流给第二电压产生电路中的第二储能器件充电，并使所述第二电压产生电路输出第二电压；

当开关周期中的消磁时间结束时，控制所述第一电压产生电路停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压；

对所述第二储能器件继续充电，当所述第二电压大于所述第一电压时，控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一开关周期。

结合第三方面，在第三方面的第一种实施方式中，在所述自由振荡时间结束时，所述自由振荡时间与所述开关周期的比值满足以下公式：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，tz为自由振荡时间，T为开关周期，Iref为第一电流，Ic为第二电流。

本发明提供一种开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路，在开关周期中的自由振荡时间结束时，使第二电压产生电路产生的第二电压逐渐升高到第一电压，当电压比较器发生翻转时，此时，第一电压值近似等于第二电压值，可以得到自由振荡时间与开关周期的比值是一个固定值，解决了现有技术存在整个系统进入DCM模式时自由振荡时间与开关周期的比值不是固定值影响系统功率因数和谐波的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明一种实施例提供的一种开关电源驱动电路及其开关电源驱动芯片结构图；

图2是本发明一种实施例提供的一种开关电源驱动电路及其开关电源驱动芯片中电压与时间关系坐标图；

图3是本发明另一种实施例提供的一种开关电源驱动电路及其开关电源驱动芯片电路图；

图4是本发明另一种实施例提供的一种开关电源驱动芯片的控制方法流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

为了说明本发明的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。

本发明一种实施例提供一种开关电源驱动芯片10，如图2所示，开关电源驱动芯片10与开关电源驱动电路的主功率级电路20连接，形成开关电源驱动电路，开关电源驱动芯片10包括COMP电压采样电路101、压流转换电路102、消磁时间采样电路105、第一电压产生电路103、第二电压产生电路104、电压比较电路106以及逻辑电路107。

消磁时间采样电路105的输入端连接主功率级电路20的第一输出端，消磁时间采样电路105的输出端连接第一电压产生电路103的第一控制端，第一电压产生电路103的电流输入端连接基准电流源，第一电压产生电路103的电压输出端连接电压比较电路106的第一电压输入端，COMP电压采样电路101的电压采样端连接主功率级电路20的第二电压输出端，COMP电压采样电路101的输出端连接压流转换电路102的电压输入端，压流转换电路102的电流输出端连接第二电压产生电路104的电流输入端，第二电压产生电路104的电压输出端连接电压比较电路106的第二电压输入端，电压比较电路106的输出端连接逻辑电路107的输入端，逻辑电路107的输出端连接主功率级电路20的输入端。

基准电流源输出第一电流给第一电压产生电路103中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，消磁时间采样电路105检测到开关周期中的消磁时间结束时，控制第一电压产生电路103停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压。

COMP电压采样电路101用于获取COMP采样电压，并将COMP采样电压输出给压流转换电路102，压流转换电路102对COMP采样电压进行压流转换后输出第二电流给第二电压产生电路104中的第二储能器件充电，并使所述第二电压产生电路输出第二电压。

电压比较电路106当第二电压大于第一电压时转换输出电平信号，并将转换后的输出电平信号输出给逻辑电路107，逻辑电路107进行逻辑运算后输出给主功率级电路20，主功率级电路20控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一周期。

具体的，第一储能器件和第二储能器件分别为第一电容C1和第二电容C2，当GATE开启时，第一电流Iref和第二电流Ic同时对第一电容C1和第二电容C2充电，其中，第一电流Iref是一路基准电流，其通过基准电路中产生，第二电流Ic是一路与Vcomp电压成正比关系的电流。

如图2所示，纵轴代表电压V，横轴代表时间t，电压V0表示t1时间内由曲线L1达到的电压值，同时表示t2时间内由曲线L2达到的电压值，时间t1表示导通时间和消磁时间之和ton+toff，时间t2表示开关周期T，△t表示自由振荡时间tz，因此，开关周期T＝ton+td+tz。

第一电容C1的电压变化与时间的关系为：

Vc1＝(Iref/C1)*t；

第二电容C2的电容电压变化与时间的关系为：

Vc2＝(Ic/C2)*t；

当消磁时间采样电路105采样到系统消磁时间结束时，控制第一电流Iref停止对第一电容C1充电，此时，第一电容C1电容保持电压V0，即

V0＝(Iref/C1)*(ton+td)；

第二电流Ic继续对第二电容C2充电，第二电容C2电容电压V1大于第一电容C1电容所保持电压V0，电压比较器翻转，输出为有效电平，经过逻辑电路107使GATE开启，自由振荡时间tz结束，此次开关周期结束，下一个开关周期开始，其中，通过设计精度高的比较器，例如使其精度在1mV以下，则在自由振荡时间tz结束时，当第二电容C2电容电压V1略大于第一电容C1电容所保持电压V0时，即进行翻转，因此，可以视为第二电容C2的电容电压约等于第一电容C1电容所保持的电压，均为电压V0。

由于第二电容C2的电容电压变化与时间的关系为：

Vc2＝(Ic/C2)*(ton+td+tz)；

根据Vc2＝V0，可以得到(Ic/C2)*(ton+td+tz)＝(Iref/C1)*(ton+td)；

根据T＝ton+td+tz，同时令C1＝C2＝C，计算自由振荡时间tz，可以得到：

tz＝(C/Iref)*(Iref/C-Ic/C)*T；

因此，自由振荡时间/开关周期的比值tz/T为：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，APFCBOOST拓扑系统工作于BCM模式时，输入电流i(in)函数为：

i(in)＝A*sin(t)；

其中，A＝1/2*Vin(pk)*ton/Lp，Vin(pk)表示输入线网的峰值电压，ton表示系统导通时间，Lp表示BOOST电感感量值，BCM工作模式下，输入电压输入带载不变时，导通时间ton固定，A值恒定。

所以，输入电流i(in)是一个关于sin(t)的波形，且与输入电压的正弦波波形同相位，从而实现高功率因数低谐波。

APFC的BOOST拓扑系统工作于DCM模式时，输入电流i(in)函数为：

i(in)＝(1-tz/T)*A*sin(t)；

其中，A值恒定，由以上推论知tz/T值恒定，所以，输入电流i(in)是一个关于sin(t)的波形，且与输入电压的正弦波波形同相位，自由振荡时间/开关周期的比值tz/T固定，从而系统的高功率因数低谐波不受BCM切换至DCM的动作影响。

其中，在特定条件下，第二电流Ic大于或等于第一电流Iref，自由振荡时间tz＝0，即系统不出现自由振荡时间，也就是说系统工作在BCM模式。

进一步的，开关电源驱动芯片还包括电容清零复位电路108，电容清零复位电路108的输入端连接逻辑电路107的输出端，电容清零复位电路108的输出端连接第一电压产生电路103的第二控制端、第二电压产生电路104的第一控制端以及第二控制端，电容清零复位电路108根据逻辑电路107输出的控制信号在自由振荡时间时对第一电压产生电路103和第二电压产生电路104进行电压清零。

具体的，第一电压产生电路103包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4以及第一电容C1，第一场效应管Q1的源极连接第二场效应管Q2的源极，第一场效应管Q1的栅极、第二场效应管Q2的栅极以及第一场效应管Q1的漏极共接并构成第一电压产生电路103的电流输入端，第二场效应管Q2的漏极连接第三场效应管Q3的源极，第三场效应管Q3的栅极为第一电压产生电路103的第一控制端，第三场效应管Q3的漏极、第四场效应管Q4的漏极以及第一电容C1的第一端共接并构成第一电压产生电路103的电压输出端，第四场效应管Q4的源极以及第一电容C1的第二端共接于地，第四场效应管Q4的栅极为第一电压产生电路103的第二控制端。

具体的，第二电压产生电路104包括第五场效应管Q5、第六场效应管Q6、第七场效应管Q7、第八场效应管Q8以及第二电容C2，第五场效应管Q5的源极连接第六场效应管Q6的源极，第五场效应管Q5的栅极、第六场效应管Q6的栅极以及第五场效应管Q5的漏极共接并构成第二电压产生电路104的电流输入端，第六场效应管Q6的漏极连接第七场效应管Q7的源极，第七场效应管Q7的栅极为第二电压产生电路104的第一控制端，第七场效应管Q7的漏极、第八场效应管Q8的漏极以及第二电容C2的第一端共接并构成第二电压产生电路104的电压输出端，第八场效应管Q8的源极以及第二电容C2的第二端共接于地，第八场效应管Q8的栅极为第二电压产生电路104的第二控制端。

其中，消磁时间采样电路105通过控制第三场效应管Q3关断，停止第一电流对第一电容C1的充电，当开关周期完成时，电容清零复位电路108控制第七场效应管Q7关断，使第二电流停止对第二电容C2的充电，同时控制第四场效应管Q4以及第八场效应管Q8闭合，以控制第一电容C1和第二电容C2放电使电压清零。

具体的，压流转换电路102包括第一电压放大器U1、第九场效应管Q9以及第一电阻R1，第一电压放大器U1的同相输入端为压流转换电路102的电压输入端，第一电压放大器U1的反相输入端连接第九场效应管Q9的源极以及第一电阻R1的第一端，第九场效应管Q9的漏极为压流转换电路102的电流输出端，第一电阻R1的第二端接地。

其中，压流转换电路102通过第一放大器与第九场效应管Q9实现了将电压转换为电流输入至第二电压产生电路104。

本发明另一种实施例提供一种开关电源驱动电路，包括上述的开关电源驱动芯片10以及主功率级电路20，开关电源驱动芯片10与主功率级电路20连接。

本发明另一种实施例提供一种开关电源驱动芯片10的控制方法，开关电源驱动芯片10与开关电源驱动电路的主功率级电路20连接，形成开关电源驱动电路，控制方法包括以下步骤：

步骤S201.在上一周期结束时，使第一储能器件、第二储能器件清零复位，并开始下一周期。

步骤S202.输出第一电流给第一电压产生电路103中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，同时，获取COMP采样电压经过压流转换后的第二电流给第二电压产生电路中的第二储能器件充电，并使第二电压产生电路输出第二电压。

步骤S203.当开关周期中的消磁时间结束时，控制第一电压产生电路103停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压。

步骤S204.对第二储能器件继续充电，当第二电压大于第一电压时，控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一开关周期。

具体的，第一储能器件和第二储能器件分别为第一电容C1和第二电容C2，当GATE开启时，第一电流Iref和第二电流Ic同时对第一电容C1和第二电容C2充电，其中，第一电流Iref是一路基准电流，其通过基准电路中产生，第二电流Ic是一路与Vcomp电压成正比关系的电流。

第一电容C1的电压变化与时间的关系为：

Vc1＝(Iref/C1)*t；

第二电容C2的电容电压变化与时间的关系为：

Vc2＝(Ic/C2)*t；

当消磁时间采样电路105采样到系统消磁时间结束时，控制第一电流Iref停止对第一电容C1充电，此时，第一电容C1电容保持电压V0，即

V0＝(Iref/C1)*(ton+td)；

第二电流Ic继续对第二电容C2充电，第二电容C2电容电压V1大于第一电容C1电容所保持电压V0，自由振荡时间tz结束，电压比较器翻转，输出有效电平，经过逻辑电路107使GATE开启，此次开关周期结束，下一个开关周期开始，其中，通过设计精度高的比较器，例如使其精度在1mV以下，则在自由振荡时间tz结束时，当第二电容C2电容电压V1刚刚大于第一电容C1电容所保持电压V0时，即进行翻转，因此，可以视为第二电容C2的电容电压约等于第一电容C1电容所保持的电压，均为电压V0。

由于第二电容C2的电容电压变化与时间的关系为：

Vc2＝(Ic/C2)*(ton+td+tz)；

根据Vc2＝V0，可以得到(Ic/C2)*(ton+td+tz)＝(Iref/C1)*(ton+td)；

根据T＝ton+td+tz，同时令C1＝C2＝C，计算自由振荡时间tz，可以得到：

tz＝(C/Iref)*(Iref/C-Ic/C)*T；

故，自由振荡时间/开关周期的比值tz/T为：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，主动PFC的BOOST结构系统工作于BCM模式时，输入电流i(in)函数为：

i(in)＝A*sin(t)；

其中，A＝1/2*Vin(pk)*ton/Lp，Vin(pk)表示输入线网的峰值电压，ton表示系统导通时间，BCM工作模式下，Lp表示BOOST电感感量值，输入电压输出带载不变时，导通时间ton固定，A值恒定。

所以，输入电流i(in)是一个关于sin(t)的波形，且与输入电压的正弦波波形同相位，从而实现高功率因数低谐波。

APFC的BOOST拓扑系统工作于DCM模式时，输入电流i(in)函数为：

i(in)＝(1-tz/T)*A*sin(t)；

其中，A值恒定，有以上推论知tz/T值恒定，

所以，输入电流i(in)是一个关于sin(t)的波形，且与输入电压的正弦波波形同相位，自由振荡时间/开关周期的比值tz/T固定，从而系统的高功率因数低谐波不受BCM切换至DCM的动作影响。

其中，在特定条件下，第二电流Ic大于或等于第一电流Iref，自由振荡时间tz＝0，即系统不出现自由振荡时间，也就是说系统工作在BCM模式。

本发明提供一种开关电源驱动芯片、控制方法及开关电源驱动电路，第二电压产生电路产生的第二电压逐渐升高到第一电压时，开关周期中的自由振荡时间结束，当电压比较器发生翻转时，此时，第一电压值约等于第二电压值，可以得到自由振荡时间与开关周期的比值是一个固定值，解决了现有技术存在整个系统进入DCM模式时自由振荡时间与开关周期的比值不是固定值影响系统功率因数和谐波的问题。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的专利保护范围。

Claims (9)

1.一种开关电源驱动芯片，所述开关电源驱动芯片与开关电源驱动电路的主功率级电路连接，形成开关电源驱动电路，其特征在于，所述开关电源驱动芯片包括COMP电压采样电路、压流转换电路、消磁时间采样电路、第一电压产生电路、第二电压产生电路、电压比较电路以及逻辑电路；

所述消磁时间采样电路的输入端连接所述主功率级电路的第一输出端，所述消磁时间采样电路的输出端连接所述第一电压产生电路的第一控制端，所述第一电压产生电路的电流输入端连接基准电流源，所述第一电压产生电路的电压输出端连接所述电压比较电路的第一电压输入端，所述COMP电压采样电路的电压采样端连接所述主功率级电路的第二电压输出端，所述COMP电压采样电路的输出端连接所述压流转换电路的电压输入端，所述压流转换电路的电流输出端连接所述第二电压产生电路的电流输入端，所述第二电压产生电路的电压输出端连接所述电压比较电路的第二电压输入端，所述电压比较电路的输出端连接所述逻辑电路的输入端，所述逻辑电路的输出端连接所述主功率级电路的输入端；

所述基准电流源输出第一电流给所述第一电压产生电路中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，所述消磁时间采样电路检测到开关周期中的消磁时间结束时，控制所述第一电压产生电路停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压；

所述COMP电压采样电路用于获取COMP采样电压，并将所述COMP采样电压输出给所述压流转换电路，所述压流转换电路对所述COMP采样电压进行压流转换后输出第二电流给所述第二电压产生电路中的第二储能器件充电，并使所述第二电压产生电路输出第二电压；

所述电压比较电路当所述第二电压大于所述第一电压时转换输出有效电平信号，并将转换后的输出有效电平信号输出给所述逻辑电路，所述逻辑电路进行逻辑运算后输出给主功率级电路，所述主功率级电路控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一周期。

2.如权利要求1所述的开关电源驱动芯片，其特征在于，所述开关电源驱动芯片还包括电容清零复位电路，所述电容清零复位电路的输入端连接所述逻辑电路的输出端，所述电容清零复位电路的输出端连接所述第一电压产生电路的第二控制端、所述第二电压产生电路的第一控制端以及第二控制端；

所述电容清零复位电路根据所述逻辑电路输出的控制信号在所述自由振荡时间结束时对所述第一电压产生电路和所述第二电压产生电路进行电压清零。

3.如权利要求2所述的开关电源驱动芯片，其特征在于，所述第一电压产生电路包括第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管以及第一电容；

所述第一场效应管的源极连接所述第二场效应管的源极，所述第一场效应管的栅极、所述第二场效应管的栅极以及所述第一场效应管的漏极共接并构成所述第一电压产生电路的电流输入端，所述第二场效应管的漏极连接所述第三场效应管的源极，所述第三场效应管的栅极为所述第一电压产生电路的第一控制端，所述第三场效应管的漏极、所述第四场效应管的漏极以及所述第一电容的第一端共接并构成所述第一电压产生电路的电压输出端，所述第四场效应管的源极以及所述第一电容的第二端共接于地，所述第四场效应管的栅极为所述第一电压产生电路的第二控制端。

4.如权利要求3所述的开关电源驱动芯片，其特征在于，所述第二电压产生电路包括第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管以及第二电容；

所述第五场效应管的源极连接所述第六场效应管的源极，所述第五场效应管的栅极、所述第六场效应管的栅极以及所述第五场效应管的漏极共接并构成所述第二电压产生电路的电流输入端，所述第六场效应管的漏极连接所述第七场效应管的源极，所述第七场效应管的栅极为所述第二电压产生电路的第一控制端，所述第七场效应管的漏极、所述第八场效应管的漏极以及所述第二电容的第一端共接并构成所述第二电压产生电路的电压输出端，所述第八场效应管的源极以及所述第二电容的第二端共接于地，所述第八场效应管的栅极为所述第二电压产生电路的第二控制端。

5.如权利要求4所述的开关电源驱动芯片，其特征在于，在所述自由振荡时间结束时，所述自由振荡时间与所述开关周期之间的比值满足以下公式：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，tz为自由振荡时间，T为开关周期，Iref为第一电流，Ic为第二电流。

6.如权利要求1所述的开关电源驱动芯片，其特征在于，所述压流转换电路包括第一电压放大器、第九场效应管以及第一电阻；

所述第一电压放大器的同相输入端为所述压流转换电路的电压输入端，所述第一电压放大器的反相输入端连接所述第九场效应管的源极以及所述第一电阻的第一端，所述第九场效应管的漏极为所述压流转换电路的电流输出端，所述第一电阻的第二端接地。

7.一种开关电源驱动电路，其特征在于，包括权利要求1至6任一项所述的开关电源驱动芯片以及主功率级电路，所述开关电源驱动芯片与所述主功率级电路连接。

8.一种开关电源驱动芯片的控制方法，所述开关电源驱动芯片与开关电源驱动电路的主功率级电路连接，形成开关电源驱动电路，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

在上一周期结束时，使第一储能器件、第二储能器件清零复位，并开始下一周期；

输出第一电流给第一电压产生电路中的第一储能器件充电以获取第一电压并使第一电压逐渐升高，同时，获取COMP采样电压经过压流转换后的第二电流给第二电压产生电路中的第二储能器件充电，并使所述第二电压产生电路输出第二电压；

当开关周期中的消磁时间结束时，控制所述第一电压产生电路停止充电，保持第一电压恒定并输出第一电压；

对所述第二储能器件继续充电，当所述第二电压大于所述第一电压时，控制开关周期中的自由振荡时间结束并开始下一开关周期。

9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，在所述自由振荡时间结束时，所述自由振荡时间与所述开关周期的比值满足以下公式：

tz/T＝1-Ic/Iref；

其中，tz为自由振荡时间，T为开关周期，Iref为第一电流，Ic为第二电流。