CN105006972A - 一种高压直流mmc在基频调制下的均压方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法；包括步骤S1在第i个基波周期的起始时刻，采集N个子模块的电容电压；并在N个子模块中选出x个电容电压较大的第一子模块以及y个电容电压较小的第二子模块，剩余的子模块为第三子模块；步骤S2通过第一驱动信号控制第一子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压小于起始时刻的电容电压；通过第二驱动信号控制第二子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压大于起始时刻的电容电压；通过第三驱动信号控制第三子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压等于起始时刻的电容电压；步骤S3i＝i+1，并返回至步骤S1。本发明可以明显降低系统运行时的排序计算负担；适用于任何基频调制下的模块化多电平换流器，当桥臂中子模块数增多时，其减轻排序负担的优势更为明显。

Description

一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法。

背景技术

高压直流输电由于具有传输距离远、传输损耗小等优势，近年来得到较快发展。但是，与交流场合不同，不同电压等级的直流电网之间不能使用交流变压器连接，需要高压直流-直流电力电子变换器作为中间隔离环节。模块化多电平变换器(Modular multilevel converter，MMC)在扩展性、灵活性、故障冗余等方面相对于其他拓扑的多电平变换器优势显著，因此是实现高压直流-直流变换的首选。

专利申请公开号为CN 103280977 A，发明名称为“一种基于模块化多电平换流器的隔离型DC/DC变换器”的专利申请文件中提出了一种输入端输出端均为模块化多电平换流器，输入端输出端之间通过隔离变压器连接的高压DC/DC变换器拓扑；指出其中间变压器的基波电压可在500Hz～1000Hz之间，并且充分利用模块化多电平变换器的优点减少中间交流环节的谐波成分。本文中将这种用于实现高压直流-直流变换的MMC记为高压直流MMC。

由于高压直流MMC的中间变压器不与电网连接，故可通过提高中间交流环节的基波频率以降低变压器体积和系统其它无功元件的体积，提高系统功率密度。然而，变压器的高频化又会导致组成MMC桥臂的功率模块单元(下文记为子模块)投切动作次数上升，增大子模块开关损耗，因此在目前的研究文献中，高压直流MMC优先采用的是基频调制方法，即：各子模块的投切频率等于中间交流电压的基波频率，各子模块在一个基波周期内只投切动作一次。但是，目前高压直流MMC子模块电容的均压仍是采用传统交流-直流场合的排序方法实现，即在子模块的各投切时刻对全部子模块(或未投入/切出的子模块)电容电压进行排序，再结合相应时刻的桥臂电流方向选择恰当的子模块进行投切动作，这样做的缺陷是排序次数正比于子模块数(各投切时刻对全部子模块电容电压排序时为2N²次，各投切时刻对未投入/切出的子模块电容电压排序时为(N²+N)次，N为子模块数目)，因此当子模块数众多时排序计算负担非常大。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明提供了一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法，旨在解决高压直流MMC桥臂子模块数众多时排序计算负担大的问题。

本发明提供的一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法，包括下述步骤：

S1：在第i个基波周期的起始时刻，采集N个子模块的电容电压；并在N个子模块中选择x个电容电压较大的第一子模块以及y个电容电压较小的第二子模块，其余的N–x–y个子模块的为第三子模块；

S2：通过第一驱动信号控制所述第一子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压小于起始时刻的电容电压；

通过第二驱动信号控制所述第二子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压大于起始时刻的电容电压；

通过第三驱动信号控制所述第三子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压近似等于起始时刻的电容电压；

S3：i＝i+1，并返回至步骤S1；

其中，x为第一子模块的数目，y为第二子模块的数目，第三子模块的数目为N–x–y；i为基波周期的序号；N为子模块的数目。

更进一步地，驱动信号的获取方法具体为：

(1)构造一个参考信号M_ref(t)和L个直流信号TH_j；

(2)获得参考信号的上升区间与第j个直流信号的交点时刻t_sa和参考信号的下降区间与第j个直流信号的交点时刻t_eb；

(3)重复步骤(2)，遍历j＝1,2,…,L，获得一个基波周期中L个投入时刻和L个切出时刻；其中第a个投入时刻表示为t_sa；第b个切出时刻表示为t_eb；a＝1,2,…,L；b＝1,2,…,L；

(4)对桥臂电流在上时间段进行积分处理，获得L组第一充放电效果；对桥臂电流在下时间段进行积分处理，获得L组第二充放电效果；

其中，所述上时间段是指投入时刻t_sa到二分之一基波周期时刻t_m之间的时间段；所述下时间段是指二分之一基波周期时刻t_m到切出时刻t_eb之间的时间段；

(5)对L个投入时刻和L个切出时刻进行一一配对，获得L！种配对结果，每种配对结果中含L个时间段；

(6)根据L组第一充放电效果和L组第二充放电效果，在L！种配对结果中选出一种配对结果，使得其中含x个放电效果好的第一时间段，y个充电效果好的第二时间段，N–x–y个充放电效果不明显的第三时间段；

(7)根据所述第一时间段和基波周期构造所述第一驱动信号，所述第一驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第一时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第一时间段；

根据所述第二时间段和基波周期构造所述第二驱动信号，所述第二驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第二时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第二时间段；

根据所述第三时间段和基波周期构造所述第三驱动信号，所述第三驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第三时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第三时间段。

更进一步地，当桥臂子模块数非常多时，第一、二、三时间段的获取均可采用多种智能优化算法实现，其中，第一时间段的解空间为全部L！种投切时刻配对结果，第二、三时间段的生成优先级逐次降低，相应的解空间范围逐渐减小；也可以根据需要使得第二时间段的解空间为全部L！种投切时刻配对结果，第一、三时间段的生成优先级低于第一时间段。以第一时间段的生成优先级最高为例，具体说明如下：

第一时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容放电，电容电压下降；2)在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全部x个第一时间段的子模块电容放电效果(取绝对值)总和为解空间中的极大。

第二时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容充电，电容电压上升；2)在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全部y个第二时间段的子模块电容充电效果总和为第一时间段的解空间中的极大。

第三时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容充放电不明显，电容电压增量近似为0；2)在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全部N–x–y个第三时间段的子模块电容充放电效果(取绝对值)总和为第二时间段的解空间中的极小。

在本发明实施例中，预先设计N个驱动信号，其中，第一时间段对应于第一驱动信号在一个基波周期中的高电平时间段；第二时间段对应于第二驱动信号在一个基波周期中的高电平时间段；第三时间段对应于第三驱动信号在一个基波周期中的高电平时间段。使得有x个第一驱动信号在一个基波周期内的放电效果明显，有y个第二驱动信号在一个基波周期内的充电效果明显，而剩余N-x-y个第三驱动信号在一个基波周期内的充放电效果不明显，则在进行均压时则只需找出当前所有子模块中电容电压较大的x个第一子模块和电容电压较小的y个第二子模块，并且由于驱动信号的充放电效果是预先计算好的，因此只需在每个基波周期的开始时刻对子模块和驱动信号的匹配关系进行调整，综上来看相比传统的均压方法大大降低了系统排序计算的负担。

本发明的通用性在于，参考信号的谐波成分可根据电路工作特性要求给定，并且任何基频调制下的电路稳态工作时的电压电流都可以准确分析，各个投切时刻可以预先计算，桥臂电流对子模块电容的充放电效果可以分段准确预测。

在本发明的实施例中，首先，设定每个基波周期内的子模块驱动信号是周期重复出现的，于是只需在每个基波周期开始时刻对全部子模块电容电压排序以完成驱动信号在本周期内的重新分配，降低排序负担。其次，由于基频调制时MMC子模块的各个投切时刻(投入时刻对应驱动信号高电平起始时刻，切出时刻对应驱动信号高电平终止时刻)可以预先计算,并且高压直流MMC基频调制下稳态时各电路状态量可通过稳态模型计算得到，因此各个驱动信号高电平期间(设定该期间子模块电容被投入MMC桥臂)对应的子模块电容充放电效果可以预先计算。最后，通过恰当地组合各个投切时刻可使得组合后的投切时间段(一个投切时间段对应驱动信号的一个高低电平周期)内子模块电容部分充电效果明显(即第一驱动信号)，部分放电效果明显(即第二驱动信号)，而另一部分充放电效果不明显(即第三驱动信号)。于是，在每个基波周期内只需考虑电容电压较高的第一子模块和电容电压较低的第二子模块以及上一周期被第一驱动信号和第二驱动信号控制的那一部分子模块的驱动信号分配问题，其它子模块的驱动信号可保持与前一周期相同。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于通过预先计算设计使得只有少部分驱动信号的充放电效果明显，而大部分驱动信号的充放电效果不明显，因此能够取得大大降低子模块电容电压排序次数的效果。

附图说明

图1是本发明适用的若干种高压直流MMC拓扑：(a)单相半桥高压直流MMC；(b)单相全桥高压直流MMC；(c)三相高压直流MMC。

图2是本发明中各上时间段和下时间段的子模块电容充放电效果评估：(a)参考信号与直流信号；(b)桥臂电流；(c)上时间段的充放电效果评估；(d)下时间段的充放电效果评估。

图3是本发明中提出的高压直流MMC均压算法流程。

图4是本发明中给出的实施例仿真结果：(a)原边上桥臂子模块端口总电压；(b)原边上桥臂电流；(c)原边上桥臂电容电压脉动；(d)副边上桥臂电容电压脉动。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

步骤一：给定一个含N个子模块的MMC桥臂。通用起见，为其定义一个参考信号M_ref(t)如下： $M_{ref}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{M}_{n}cos(n\mathrm{\ω}t+{\mathrm{\θ}}_n)\mathrm{......}\left(1\right);$ 其中，t为时间变量，n为谐波序号，M_n和θ_n为参考信号第n次谐波分量的幅值和相位，ω为基波角频率。

其次，定义L个直流信号如下： ${\mathrm{TH}}_j=\frac{2j-1}{2N},j=1,2,...,L\mathrm{......}\left(2\right);$ 其中，直流信号个数等于子模块个数L＝N，j为直流信号序号。因此参考信号上升区间与第j个直流信号的交点时刻，也即第a(a＝j)个投入时刻t_sa可由下式计算得到： $\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{M}_{n}cos({\mathrm{n\ωt}}_{sa}+{\mathrm{\θ}}_n)=\frac{2a-1}{2N},t\∈\[0,\mathrm{\π}/\mathrm{\ω}],a=1,2,...,N_s\mathrm{......}(3-1),$ 其中N_s为投入时刻个数，并且N_s＝L。

同理，参考信号下降区间与第j个直流信号的交点时刻，也即第b(b＝j)个切出时刻t_eb可由下式计算得到： $\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{M}_{n}cos({\mathrm{n\ωt}}_{eb}+{\mathrm{\θ}}_n)=\frac{2b-1}{2N},t\∈\[\mathrm{\π}/\mathrm{\ω},2\mathrm{\π}/\mathrm{\ω}\],b=1,2,...,N_e\mathrm{......}(3-2),$ 其中N_e为切出时刻的个数，并且N_e＝L。

步骤二：稳态情况下，子模块端口总电压v_SM-port(t)可用参考信号M_ref(t)和直流侧电压V_d(就高压直流MMC而言，原边子模块端口总电压相关的直流侧电压为原边直流侧电压，副边子模块端口总电压相关的直流侧电压为副边直流侧电压)表示：v_SM-port(t)＝M_ref(t)×V_d(当参考信号为正弦信号时可参考图2(b))。结合高压直流MMC的电路结构，可推导得到桥臂电流解析表达式：(参考图2(c))；其中，I_n和为桥臂电流第n次谐波分量的幅值和相位。

步骤三：分段计算桥臂电流对子模块电容的充放电效果。上时间段充放电效果的计算从投入时刻t_sa开始，到二分之一基波周期时刻t_m结束，其充放电效果依下式计算： ${\mathrm{\&Delta;V}}_{sm-a}=\frac{1}{C_s}{\&Integral;}_{t_{sa}}^{t_m}{i}_{arm}\left(t\right)dt,a=1,2,...,L\mathrm{......}(5-1);$ 其中，C_s为子模块电容容值。当ΔV_sm-a>0时表示子模块电容被充电，电容电压上升；当ΔV_sm-a<0时表示子模块电容被放电，电容电压下降；当ΔV_sm-a＝0表示子模块电容既不充电也不放电，电容电压不变。参考图2(d)可以明显看出，不同投入时刻t_sa到二分之一基波时刻t_m之间的电容充放电效果存在较大差异，图2(d)(e)中v_Cs为子模块电容的实时电压。

下时间段充放电效果的计算从二分之一基波周期时刻t_m开始，到切出时刻t_eb结束，其充放电效果依下式计算： ${\mathrm{\&Delta;V}}_{me-b}=\frac{1}{C_s}{\&Integral;}_{t_m}^{t_{eb}}{i}_{arm}\left(t\right)dt,b=1,2,...,L\mathrm{......}(5-2).$ 当ΔV_sm-b>0时表示子模块电容被充电，电容电压上升；当ΔV_sm-b<0时表示子模块电容被放电，电容电压下降；当ΔV_sm-b＝0表示子模块电容既不充电也不放电，电容电压不变。参考图2(e)可以明显看出，二分之一基波周期时刻t_m到不同切出时刻t_eb之间的电容充放电效果亦存在较大差异。

步骤四：依步骤三中的子模块电容充放电效果分段评估结果，则投入时刻t_sa到切出时刻t_eb期间的电容充放电效果可依据下式计算：ΔV_ab＝ΔV_sm-a+ΔV_me-b a,b＝1,2,...,L……(6)。由于投入时刻有L种选择(t_s1～t_sL)，切出时刻也有L种选择(t_e1～t_eL)，因此依据该方法共可得到L²个投切时间段的子模块电容充放电计算结果如表1所示，其中下标a，b分别表征投入时刻为t_sa，切出时刻为t_eb。

表1全部投切时间段的子模块充放电效果

依前文描述，当投入时刻t_sa和切出时刻t_eb确定后，则可对应得到一个驱动信号，用该驱动信号控制一个子模块的投切动作，则相应的子模块电容在一个基波周期中的[t_sa,t_eb]时间段内被连接到桥臂中，而在该基波周期内的其它时间段该子模块电容被旁路。于是表1中ΔV_ab表征的正是高电平起始时刻为t_sa，高电平终止时刻为t_eb的驱动信号作用下的子模块电容在一个基波周期内充放电效果，因此选取表1中N个不同行不同列的ΔV_ab即可对应得到基频调制下的一组子模块驱动信号，举例来说若选取全部对角线上的ΔV_ab(此时a＝b)，则相应生成的一组驱动信号高电平持续区间分别为[t_s1,t_e1]，[t_s2,t_e2]，…，[t_sL,t_eL]。按照这种驱动信号生成方式，一共可得到L！组驱动信号(即L！种投切信号配对结果，每种配对结果中含N个时间段)。

为与本发明提出的均压方法配合使用，在驱动信号生成过程中需实现三个目标：(1)N个驱动信号中有x个第一驱动信号对子模块电容的放电效果在所有驱动信号组合中取得极大(即第一驱动信号控制下的子模块电容放电效果明显，相应的ΔV_ab<0且|ΔV_ab|大)，按放电效果从大到小将第一驱动信号记为g_min-1，g_min-2，…，g_min-x；(2)另有y个第二驱动信号对子模块电容的充电效果在依据目标1得到的所有驱动信号组合中取得极大(即第二驱动信号控制下的子模块电容充电效果明显，相应的ΔV_ab>0且|ΔV_ab|大)，按充电效果从大到小将第二驱动信号记为g_max-1，g_max-2，…，g_max-y(3)剩余的N-x-y个第三驱动信号对子模块电容的充放电效果在依据目标2得到的所有驱动信号组合中取得极小(即第三驱动信号控制下的子模块电容充放电效果不明显，相应的ΔV_ab非常接近0)；。

其中，上述三个子目标中的第三个子目标的优先级是最低的，而子目标1和2的优先级是可以交换的，因此可以根据实际需要先考虑子目标1再考虑子目标2或者先考虑子目标2再考虑子目标1，但要注意尽可能使得所得的x个第一驱动信号控制下的子模块电容的极大放电效果和y个第二驱动信号控制下的子模块电容极大充电效果限定在电容电压脉动允许范围内并且正负对称(子模块电容充电电压上升为正；子模块电容放电电压下降为负)，以减小子模块的电容容值。

步骤五：在每个基波周期的开始，对各子模块电容电压进行采样，确定该周期内各驱动信号与子模块的配对关系，图3中给出了具体的配对算法流程(也即均压算法流程)。首先，在每个基波周期的开始时刻对桥臂所有子模块的电容电压进行采样，从中选出电容电压较高的x个第一子模块和电容电压较低的y个第二子模块。然后，将第一子模块按电容电压从高到低排列，则各第一子模块与排在相同位置的第一驱动信号对应匹配(即电容电压第c高的第一子模块对应分配到第一驱动信号g_min-c)；将第二子模块按电容电压从低到高排列，则各第二子模块与排在相同位置的第二驱动信号匹配(即电容电压第d低的子模块对应分配到驱动信号g_max-d)；剩余的N-x-y个第三驱动信号顺序分配给剩余的N-x-y个第三子模块，这里需要注意的是上一周期和本周期中的非第一和第二子模块系列的子模块驱动信号可维持与上一周期相同。依据该配对方法，则第一子模块和第二子模块在本周期中将被明显放电/充电以与其它子模块电容电压维持一致，而剩余的N-x-y个第三子模块在本周期中充放电效果不明显。最后，循环执行步骤五，即可实现高压直流MMC子模块的电容均压。

为方便上述工作的实际展开，以图1(a)的单相直流MMC(副边直流侧可以是负载也已可以是电压源，其它拓扑同理)为例进行分析，其中各桥臂的子模块数N＝6，设原边上桥臂参考信号为：M_{ref_pu}＝0.5-0.5cos(2000πt)……(7)；直流信号为：TH＝{TH₁,TH₂,…,TH_L}＝{1/12,3/12,5/12,7/12,9/12,11/12}……(8)。

代入式(3)可计算得各投入时刻和切出时刻分别为： $\left\{\begin{array}{c}{t}_{sa}=\frac{1}{2000\mathrm{\&pi;}}\&times;\arccos \left\{5/6,3/6,1/6,-1/6,-3/6,-5/6\right\}\left(s\right)\\ t_{eb}=t_{sa}+0.0005\left(s\right)\end{array}\right.\mathrm{......}\left(9\right).$

若原副边的上下桥臂参考信号均互差180°，且原副边的上桥臂参考信号相移为γ，其他电路参数见表2，则可计算得到γ＝0.534，且原边上桥臂电流为：i_arm(t)＝133.33+428cos(2000πt-0.898)(A)……(10)

表2高压直流MMC电路参数

原边直流电压	副边直流电压	变压器变比	电路等效电感	子模块电容	负载电阻
						15kV	10kV	1:1	0.76mH	600μF	50Ω

二分之一基波周期时刻为t_m＝T_s/2＝0.5ms(T_s为基波周期)，分段评估桥臂电流的对子模块的电容充放电效果得：上时间段的电容充放电效果、下时间段的电容充放电效果计算结果如表3。

表3电容充放电效果分段评估结果

	1	2	3	4	5	6
							ΔVsm-a(V)	42.838	29.204	19.069	10.775	4.036	-0.721
ΔVme-b(V)	-6.628	-13.724	-18.822	-22.375	-24.077	-22.295

与表1对应，由式(6)可计算得到全部时间段的子模块电容充放电效果如表4。

表4实施例中的全部投切时间段的子模块充放电效果

拟定x＝1，y＝1，即1个第一驱动信号对应的子模块电容充电效果取得极大，1个第二驱动信号对应的子模块电容放电效果取得极大，另外4个第三驱动信号对应的子模块充放电效果相对不明显，结合子模块电容电压脉动范围要求，得优化后的投切时刻配对结果及相应的驱动信号充放电效果如下表5：

表5投切时刻优化配对结果

投切时间段	[ts1,te4]	[ts2,te6]	[ts3,te2]	[ts4,te3]	[ts5,te5]	[ts6,te1]
							充放电效果(V)	20.455	6.912	5.345	-8.047	-20.041	5.907

其中，高电平持续区间为[t_s1,t_e4]的驱动信号对应的子模块电容充电效果极大，令为第二驱动信号g_max，高电平持续区间为[t_s5,t_e5]的驱动信号对应的子模块电容放电效果极大，令为第一驱动信号g_min。

按照同样的思路，可对副边桥臂分析产生所需的驱动信号。

应用上述方案的控制效果如图4所示。由子图(a)、(b)可以看出，子模块端口总电压在本发明所制定的调制方法下为台阶形状，并且其波形基波成分与参考信号基本一致(当子模块数目更多时则子模块的端口总电压将与参考信号一致性更高)；桥臂电流仿真波形与计算得到的结果基本一致，在本例中为含直流分量的超前于子模块端口总电压的交流分量；从子图(c)、(d)可看出各子模块电容实现了均压，并且每个基波周期内只有一个子模块的电容电压上升最明显，另有一个子模块的电容电压下降明显，而其他子模块的电容电压变化不明显。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法，其特征在于，包括下述步骤：

S1：在第i个基波周期的起始时刻，采集N个子模块的电容电压；并在N个子模块中选出x个电容电压较大的第一子模块以及y个电容电压较小的第二子模块，其余的N–x–y个子模块的为第三子模块；

S2：通过第一驱动信号控制所述第一子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压小于起始时刻的电容电压；

通过第二驱动信号控制所述第二子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压大于起始时刻的电容电压；

通过第三驱动信号控制所述第三子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压近似等于起始时刻的电容电压；

S3：i＝i+1，并返回至步骤S1；

其中，x为第一子模块的数目，y为第二子模块的数目，第三子模块的数目为N–x–y；i为基波周期的序号；N为子模块的数目。

2.如权利要求1所述的均压方法，其特征在于，驱动信号的获取方法具体为：

(1)构造一个参考信号M_ref(t)和L个直流信号TH_j；

其中， $M_{ref}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{M}_{n}cos(n\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_n);$ ${\mathrm{TH}}_j=\frac{2j-1}{2N};$ t为时间变量，n为谐波序号，M_n为参考信号第n次谐波分量的幅值，θ_n为参考信号第n次谐波分量的相位，ω为基波角频率，j为直流信号序号，j＝1,2,…,L，L的值等于N的值；

(2)获得所述参考信号的上升区间与第j个直流信号的交点时刻t_sa和所述参考信号的下降区间与第j个直流信号的交点时刻t_eb；

(3)重复步骤(2)，遍历j＝1,2,…,L，获得一个基波周期中L个投入时刻和L个切出时刻；其中第a个投入时刻表示为t_sa；第b个切出时刻表示为t_eb；a＝1,2,…,L；b＝1,2,…,L；

(4)对桥臂电流在上时间段进行积分处理，获得L组第一充放电效果；对桥臂电流在下时间段进行积分处理，获得L组第二充放电效果；

其中，所述上时间段是指投入时刻t_sa到二分之一基波周期时刻t_m之间的时间段；所述下时间段是指二分之一基波周期时刻t_m到切出时刻t_eb之间的时间段；

(5)对L个投入时刻和L个切出时刻进行一一配对，获得L！种配对结果，每种配对结果中含L个时间段；

(6)根据L组第一充放电效果和L组第二充放电效果，在L！种配对结果中选出一种配对结果，使得其中含x个放电效果好的第一时间段，y个充电效果好的第二时间段，N–x–y个充放电效果不明显的第三时间段；

(7)根据所述第一时间段和基波周期构造所述第一驱动信号，所述第一驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第一时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第一时间段；

根据所述第二时间段和基波周期构造所述第二驱动信号，所述第二驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第二时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第二时间段；

根据所述第三时间段和基波周期构造所述第三驱动信号，所述第三驱动信号为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第三时间段，低电平持续时间为基波周期减去所述第三时间段。