CN107453635B - 一种模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种n+1混合式模块化多电平换流器拓扑结构及其控制策略，属于电力电子及分布式发电领域。其拓扑结构通过在传统n个半桥子模块的模块化多电平换流器(MMC)基础上，在每相上下桥臂加入一个全桥型子模块构成，使全桥子模块的电容电压是半桥子模块的一半，实现输出电压电平数由原先的n+1增长至2n+3。本发明以提高子模块输出电平数、改善MMC换流器的输出电压质量为目的，根据其拓扑结构提出其控制策略：一种混合式调制方式和一种电容预充电方式，具有一定的有效性和可行性。

Description

一种模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方法
技术领域
本发明涉及一种模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方法，属于电力电子及分布式发电领域。
背景技术
随着电力电子技术的发展，基于电压源换流器的柔性直流输电，已经得到了越来越广泛的关注。模块化多电平换流器(MMC)其本质思想是采用多个子模块级联的方式，降低每一个子模块上的电压受力。一相中上下桥臂各有n个子模块，可以输出n+1个电平，在运行中始终保证每相中有一半的子模块处于投入状态，一半的子模块处于切除状态。由于其模块化和级联型的结构特点，MMC 具有易扩展的优点，能够灵活的应用于工业现场。目前对于MMC的研究主要集中于其拓扑结构、子模块电压平衡、环流抑制等方面。
混合式子模块结构是指MMC一相中的子模块具有多种拓扑结构，其主要的目的是阻断故障。得益于MMC的拓扑结构，随着并联输出模块的增加，输出波形的质量较高，越接近正弦波，但当MMC的子模块较多时，会增加硬件成本，而当MMC的子模块个数较少时，其输出波形将会失真，降低了MMC的输出电压质量。
发明内容
本发明的目的在于克服上述不足，提出一种模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方法，改善MMC的输出电压质量。
本发明的目的是这样实现的：
本发明一种模块化多电平换流器拓扑结构，其包括n个半桥子模块的模块化多电平换流器和全桥型子模块，所述全桥子模块分别加入模块化多电平换流器的每相上下桥臂中，输出电压电平数由n+1增长至2n+3。
根据其拓扑结构提出其控制策略，具体如下：
一方面，提出一种n+1混合式模块化多电平换流器拓扑结构的混合式调制方法，对于半桥子模块采用最近电平逼近法，对于全桥子模块采用脉宽调制技术。
另一方面，提出一种n+1混合式模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方式，其将所述电容预充电方式分为不控充电阶段、循环充电Ⅰ阶段、循环充电Ⅱ阶段；
所述不控充电阶段：初始阶段，混合式模块化多电平换流器的交流侧开关处于断开状态，子模块电压均为0，直流侧电压由0线性缓慢增长，直流侧电压通过子模块的二极管对电容进行充电，当电容电压上升至能够支持IGBT开关时，不控充电阶段结束；
所述循环充电Ⅰ阶段：上下桥臂一共有2n个半桥子模块和2个全桥子模块，直流侧额定电压为Udc，全桥子模块的额定电容电压为Udc/2n，半桥子模块的额定电容电压为Udc/n，在不控充电阶段结束之后，采用循环充电的方式：选取n 个电压最低的子模块，使其投入进入充电状态，其余的子模块处于切除状态，并随时监测各子模块电压；当所有2n+2个子模块中，电容电压最高值与电容电压最低值之差大于阈值ΔUSM时，将电压高的子模块切除，将电压低的子模块投入，始终保持投入充电的子模块数为n；当直流侧电压上升到Udc/2时，此时每个子模块的电容电压保持为Udc/2n，此时将上下桥臂两个全桥模块切除，循环充电Ⅰ阶段结束；
所述循环充电Ⅱ阶段：直流侧电压继续上升，采用循环充电Ⅰ阶段的控制方法不变，始终保持投入充电的子模块个数为n个；当直流侧电压上升至Udc额定电压时，2n个半桥子模块的最终电容电压为Udc/n。
本发明的有益效果
本发明通过对传统MMC换流器进行改进，提出一种混合式MMC拓扑结构，以提高子模块输出电平数，改善MMC的输出电压质量；并针对其结构提出一种混合式调制方式，对半桥子模块和全桥子模块分别进行控制，在保证混合式MMC 稳定工作的基础上，降低子模块的开关损耗；针对全桥半桥子模块电容电压不一致提出一种电容预充电方式，维持了系统稳定运行。本发明在实际应用场合具有有效性和可行性。
附图说明
图1为本发明n+1混合式模块化多电平换流器拓扑结构；
图2为单相n+1混合式MMC换流器的开环仿真模型的等效示意图；
图3为实施例中模拟混合式MMC换流器子模块的直流侧电压；
图4为实施例中模拟混合式MMC换流器子模块预充电方法的全桥子模块与半桥子模块充电过程中的电容电压；
图5为图4的输出的电压；
图6为图4的电流波形。
具体实施方式
现在将在下文中参照附图更加充分地描述本发明，在附图中示出了本发明的示例性实施例，从而本公开将本发明的范围充分地传达给本领域的技术人员。然而，本发明可以以许多不同的形式实现，并且不应被解释为限制于这里阐述的实施例。
本发明对传统MMC换流器进行改进，提出一种n+1混合式模块化多电平换流器拓扑结构，该结构以传统单桥臂n个半桥子模块的MMC为基础，在上下桥臂中分别加入一个全桥型子模块，如图1所示。
其中，SMn为半桥子模块，FSM为全桥子模块。Uc为半桥子模块电容电压，Uc’为全桥子模块电压，USM为子模块输出电压，iSM为流入子模块电流，Udc为直流侧电压，Idc为直流母线电流，ixp和ixn(x＝a,b,c)为混合式MMC三相上下桥臂电流，L为混合式MMC上下桥臂电阻。
上述混合式MMC拓扑结构使全桥子模块的电容电压是半桥子模块的一半，实现输出电压电平数由原先的n+1增长至2n+3，在子模块个数一定的情况下，节约了硬件成本。在子模块个数相同的情况下，混合式MMC拓扑结构输出的电平数与半桥型MMC相比更高，输出波形质量更高。
本发明根据上述混合式MMC拓扑结构的工作原理进行分析，针对半桥子模块和全桥子模块的特点，提出了一种混合式调制方法，对半桥子模块和全桥子模块分别进行控制。由于半桥子模块的电容电压较高，采用最近电平逼近的调制方法，在保证混合式MMC稳定工作的基础上，降低其开关频率，减小其开关损耗。对于全桥子模块采用脉宽调制技术，得到全桥子模块控制信号，对于不同的子模块分别进行控制，其个数较少，电压较低，开关损耗也相对较低，但并不会降低波形质量，具有可行性和有效性。具体如下：
假设a相的等效电压为
其中，M为混合式MMC的调制比。
a相中，上下桥臂中处于投入状态的半桥子模块的个数为
其中，npa和nna为在上下桥臂中投入的半桥子模块的个数。N为单个桥臂上半桥子模块的个数，uao为a相输出电压。函数round(x)为取整函数，输出得到最接近输入x值的整数。根据式(1.2)可以得到单个桥臂上半桥子模块的投入情况，桥臂上的全桥子模块输出参考电压可由下式决定
其中，uFap,PWM和uFan,PWM分别为上下桥臂全桥子模块输出的参考电压值。将其与高频三角载波进行比较，得到上下桥臂的全桥子模块的控制信号。
针对混合式MMC全桥半桥子模块电容电压不一致，提出一种电容预充电方式：将电容预充电方式分为不控充电、循环充电Ⅰ、循环充电Ⅱ三个阶段，保持n个电压最低的子模块投入充电，从而使所有子模块电容电压符合正常工作要求，维持了系统稳定运行。具体如下：
不控充电阶段：初始阶段，混合式MMC的交流侧开关处于断开状态，子模块电压均为0，直流侧电压由0线性缓慢增长。由于子模块的IGBT开关驱动电路一般是由子模块电容进行供电，在初始阶段由于子模块电容无电压，无法进行供电，所有的子模块均处于闭锁阶段。直流侧电压通过子模块的二极管对电容进行充电；当电容电压上升至能够支持IGBT开关时，不控充电阶段结束。
循环充电Ⅰ阶段：上下桥臂一共有2n个半桥子模块和2个全桥子模块，直流侧额定电压为Udc，全桥子模块的额定电容电压为Udc/2n，半桥子模块的额定电容电压为Udc/n。在不控充电阶段结束之后，采用循环充电的方式。选取n 个电压最低的子模块，使其投入进入充电状态，其余的子模块处于切除状态，并随时监测各子模块电压。当所有2n+2个子模块中，电容电压最高值与电容电压最低值之差大于的阈值ΔUSM时，将电压高的子模块切除，将电压低的子模块投入，始终保持投入充电的子模块数为n。当直流侧电压上升到Udc/2时，此时每个子模块的电容电压保持为Udc/2n，此时将上下桥臂两个全桥模块切除，循环充电Ⅰ阶段结束。
循环充电Ⅱ阶段：直流侧电压继续上升，采用循环充电Ⅰ阶段的控制方法不变，始终保持投入充电的子模块个数为n个。当直流侧电压上升至Udc额定电压时，2n个半桥子模块的最终电容电压为Udc/n。启动预充电过程结束，可以进入正常工作模式。
实施例：采用仿真模型，以验证拓扑结构和控制策略的正确性和有效性。
在Matlab/Simulink软件中搭建一个单相n+1混合式MMC换流器的开环仿真模型，其等效示意图如图2所示。其单个桥臂上串联2个半桥子模块和1个全桥子模块。传统的MMC输出波形为3电平，其电能质量很差，而n+1混合式 MMC输出波形为7电平，较好的改善了电能质量。
将混合式MMC对感性负载进行供电，其主要参数如下表1所示。
表1
在仿真中，为了模拟混合式MMC换流器子模块的启动预充电过程，直流侧电压由0开始缓慢增长，当0.5s时直流侧电压到达额定值的一半100V，并保持至0.6s再切换为循环充电Ⅱ阶段。直流侧电压持续增长，至1.0s直流侧电压到达额定值200V并保持恒定。直流侧电压如图3所示。
仿真中采用上述的子模块电容预充电方式，其全桥子模块与半桥子模块充电过程中的电容电压如图4所示。全桥子模块于0.5s时充电至50V附近，并保持恒定，半桥子模块继续充电至100V附近，并保持恒定。其输出的电压和电流波形分别如图5和6所示，可见输出电压为一个标准的七电平，提高了输出波形的电能质量。
尽管上述已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (1)

1.一种混合式模块化多电平换流器拓扑结构的电容预充电方法，其特征在于：将所述电容预充电方法分为不控充电阶段、循环充电Ⅰ阶段、循环充电Ⅱ阶段；
所述不控充电阶段：初始阶段，混合式模块化多电平换流器的交流侧开关处于断开状态，子模块电压均为0，直流侧电压由0线性缓慢增长，直流侧电压通过子模块的二极管对电容进行充电，当电容电压上升至能够支持IGBT开关时，不控充电阶段结束；
所述循环充电Ⅰ阶段：上下桥臂一共有2n个半桥子模块和2个全桥子模块，直流侧额定电压为Udc，全桥子模块的额定电容电压为Udc/2n，半桥子模块的额定电容电压为Udc/n，在不控充电阶段结束之后，采用循环充电的方式：选取n个电压最低的子模块，使其投入进入充电状态，其余的子模块处于切除状态，并随时监测各子模块电压；当所有2n+2个子模块中，电容电压最高值与电容电压最低值之差大于阈值ΔUSM时，将电压高的子模块切除，将电压低的子模块投入，始终保持投入充电的子模块数为n；当直流侧电压上升到Udc/2时，此时每个子模块的电容电压保持为Udc/2n，此时将上下桥臂两个全桥模块切除，循环充电Ⅰ阶段结束；
所述循环充电Ⅱ阶段：直流侧电压继续上升，采用循环充电Ⅰ阶段的控制方法不变，始终保持投入充电的子模块个数为n个；当直流侧电压上升至Udc额定电压时，2n个半桥子模块的最终电容电压为Udc/n。
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