CN104953827A - 用于减轻采用电感器dcr电流感测的单相或多相开关电压调节器的电阻器非线性误差的系统和方法 - Google Patents

用于减轻采用电感器dcr电流感测的单相或多相开关电压调节器的电阻器非线性误差的系统和方法 Download PDF

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CN104953827A CN201510099215.8A CN201510099215A CN104953827A CN 104953827 A CN104953827 A CN 104953827A CN 201510099215 A CN201510099215 A CN 201510099215A CN 104953827 A CN104953827 A CN 104953827A
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Abstract

本发明提供了用于减轻采用电感器DCR电流感测的单相或多相开关电压调节器的电阻器非线性误差的系统和方法。在至少一个实施方案中，所述电力转换器包括：耦合到输入电压的至少一个电力开关；用于生成所述至少一个电力开关的控制脉冲的脉冲宽度调制(PWM)电路；耦合到所述至少一个电力开关的相应一个的至少一个输出电感器；与所述至少一个输出电感器并联耦合的电流感测器；以及至少一个电路元件。所述电流感测器包括至少一个电容器、用于所述至少一个输出电感器中的每个的至少一个电阻器，且在电流泄放节点处耦合到所述PWM电路。所述至少一个电路元件耦合到所述电流泄放节点且当开启电力开关时从所述电流泄放节点泄放电流。

Description

用于减轻采用电感器DCR电流感测的单相或多相开关电压调节器的电阻器非线性误差的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请主张2014年3月24日申请的美国临时专利申请序列号61/969,741,以及2014年4月28日申请的美国临时专利申请序列号61/985,191的权益，该二案以引用的方式并入本文。
技术领域
本发明大致涉及采用电感器直流电阻(DCR)电流感测的单相或多相开关电压调节器。特定而言，本发明涉及减轻采用电感器DCR电流感测的单相或多相开关电压调节器的电阻器非线性误差。
发明背景
单相或多相开关电压调节器中的DCR电流感测尝试产生表示单相或多相开关电压调节器中通过输出滤波电感器的电流的电压信号。用于产生表示通过输出滤波电感器的电流的电压信号的系统通常包括电阻器。电阻器假设为常数；然而，物理电阻器并未响应于诸如施加电压的变化条件而展现恒定的电阻。
发明概要
一个实施方案涉及一种采用电感器DCR电流感测的多相开关电压调节器，其包括用于减轻开关电压调节器中的电阻器非线性误差的至少一个电路元件。至少一个电路元件耦合到泄放节点且在开启开关电压调节器的电力开关时从泄放节点泄放电流。
附图简述
应了解，图示只是描绘示例性实施方案且因此不应被视为在范围上有所限制，将通过使用附图以额外特征和细节描述示例性实施方案，其中：
图1-3C是用于减轻电阻器非线性的实例系统的图；和
图4是包括电力转换系统的实例系统的方框图，所述电力转换系统包括减轻电阻器非线性的电路。
根据惯例，各种描述特征并未按比例绘制，但是被绘制来强调与示例性实施方案相关的特定特征。
图示中的主要组件的参考符号清单
100        电力供应器
102a-102n  电力模块
104         通信总线
106a-106n  数字控制器
108a-108n  功率晶体管
110a-110n  功率晶体管
112a-112n  节点
114a-114n  输入
116a-116n  输出节点
118a-118n  电流感测器
120a-120n  输入
C1a-C1n    电容器
C2a-C2n    电容器
L1a-L1n    电感器
R1a-R1n    电阻器
R2a-R2n    电阻器
122        输出电容器
124        输出电阻器
200        电压与电流图
202        电阻值
204        电阻值
206        输出电压
300        电压与电流图
302        电阻值
304        电阻值
306        电阻值
310        电阻值
400        操作方法
500        控制图
502        模拟低垂部分
504        数字低垂部分
506        数字低通滤波器
508        电压补偿器
510        开环输出阻抗
512        输出传递函数
600        图
602        电感器电流
604        输出电压
606        负载电流
700        图
702        电感器电流
704        输出电压
800        图
802        电感器电流
900        系统
902        电子电路
904        电力供应器
具体实施方式
在以下详细描述中，参考形成其部分的附图，且其中特定说明性实施方案是以举例说明示出。但是，应了解，可利用其它实施方案且可进行逻辑、机械和电力变化。此外，图示和说明书中所呈现的方法不应解释为限制可在其中执行个别步骤的次序。因此，以下详细描述不应视为限制意义。
开关电压调节器中的直流电阻(DCR)电流感测尝试通过处理跨电感器的电压降和/或对其滤波而产生表示通过所述电感器的电流的电压信号。实例DCR电流感测电路描述于美国专利5,982,160中且以引用的方式并入本文。在每相存在一个电感器的多相电压调节器的实施方案中，处理和/或滤波还包括求和元件，使得所得电压信号表示所有电感器中的电流和。此外，处理通常包括被设计来匹配电感器电感和DCR的时间常数的反应电路，使得所得输出电压信号为跨电感器DCR的理论电压降的真实表示，但是排除跨电感器的理论理想电感的电压降。在适当定标的情况下，这个信号表示通过电感器的电流。结果，可获得电感器电流信号而不诸如通过引入与电感器串联的电流感测电阻器而将电力消散感测元件引入电感器电流路径中。
除了可能的其它元件之外，DCR电流感测的一个实施方案包括由电阻器和电容器组成的低通滤波器。在一些实施方案中，对于多相调节器，每相可存在一个滤波电阻器且所有相位可存在单个共同滤波电容器(或形成单个滤波电容的多个并联电容器)。在用于计算电力的降压调节器中，可在每个相位的相对简短的“导通时间”期间跨每个滤波电阻器施加相对高的电压降(即，正输入供应电压减去正输出电压)，且在每个相位的相对较长的“断开时间”期间施加较低的负电压(即，接地电压-零伏特-减去正输出电压)。在许多实施方案中，导通时间与断开时间电压的比相对高。在常规实施方式中，通常假定滤波电阻器在导通时间和断开时间两者期间均是恒定的(即，具有相同值的电阻)。然而，物理电阻器通常响应于变化的施加电压并不展现恒定的电阻。即，相比于在施加较低电压时的稍高电阻，许多物理电阻器在施加高电压时展现稍低的电阻。这种现象有时被称为电阻非线性，或者被描述为电阻的非零电压系数。这些术语在本公开各处将可互换使用。这种电阻率的非线性的效应是过分强调滤波器相比于断开时间而对导通时间的响应，这造成电感器电流的错误表示，通常比电感器电流的真实表示偏向更大。本文所述的实施方案讨论了对此问题的解决方案。
下文所述系统和方法提供了减轻直流电阻(DCR)电流感测时源自高电压“导通状态”与较低电压“断开状态”之间展现的非线性电阻值的电流感测误差的实施方案。施加较低电压时的实际电阻值本文称为“标称电阻”以及通常(虽然非必需)较低的实际电阻，而施加较高电压将被称为“缩小电阻”。这是由于在较高电压处电阻器的电阻通常较低的事实。
图1是用于减轻电阻器非线性的实例多相系统100的图，其包括电感器DCR电流感测网络101a，其用于单相或多相电压调节器或耦合到提供电压调节器(VR)的控制的脉冲宽度调制(PWM)控制器集成电路(IC)101b。这个电感器DCR电流感测系统101a和PWM控制器IC 101b仅被用作可如何将下文所述实施方案实施到这种系统100中的实例。然而，其它系统100可用于实施下文所述实施方案且更多或更少的相位可被并入到系统100中。如上所述，这个实例系统100可用来减轻电感器DCR电流感测中的电阻器非线性。更明确来说，标为RBLEED 102的电阻器从RSUM电阻104与电容器Cn 106之间的节点耦合到开关114。此外，在多相系统100，系统100具有“或(OR)”门116，其仅在一个或多个相位“导通”时启动RBLEED 102。在单相实施方案，OR门116不是必须的。OR门116从电压调节器或相位的导通状态控制信号118耦合到开关114，这将通过在相位的导通状态控制信号118的一个或多个处于其“导通”状态时启动开关114而使RBLEED 102耦合到接地。在实例中，开关114可以是n沟道FET。此外，在一些实施方案中，开关114可以集成到脉冲宽度调制(PWM)控制器集成电路(IC)101b中。在一些实施方案中，UGATE信号118与OR门116的逻辑电平输入信号之间可以存在电平转移器。此外，应理解，高侧开关晶体管可以是p沟道MOSFET(而不是所示的n沟道MOSFET)，并且在这种情况下，UGATE信号118与OR门116的输入之间可存在反相器。
由于这样的配置，RBLEED 102会取决于RBLEED 102的选择汲取将等效于由于导通时间期间系统100的滤波/求和电阻器104中的电阻减小的额外电流的电流。这个额外电流源自跨电阻器104施加较高电压时电阻器104的减少的电阻。在一些实施方案中，选定RBLEED 102的值使得电阻器104非线性的效应在标称情况中被消除或充分减小。即，在示例性实施方案中，可以通过配置关注的标称状况的电压调节器(VR)而选择理想的无源RBLEED 102，且改变RBLEED 102直至偏离预期VOUT 112(由于VR负载线电阻乘以施加的负载电流的设计值)的偏移已被减小到零。然而，如下文所述，这个理想的RBLEED 102值可高度取决于于操作条件，且因此，可以在操作条件范围和组件参数变量范围上选定折中校准，使得在所有情况中实现至少可接受(即，系统规范容差兼容)的性能。
如上所述，可存在由于变化的电压降而影响电阻非线性的若干条件。可使用来选择RBLEED 102的这些条件可以包括电阻相对于RSUM电阻器104的电压的电压系数、VVIN 110的量值和可变性、编程VOUT112的范围，以及所有支持电力状态启用的电压调节器或相位的数量。
特定而言，VVIN 110的预期范围在确定本实施方案的可行性以及RBLEED 102值的选择上是重要的，因为电池供电系统(例如笔记本计算机)可在VVIN 110上经历从电池耗尽变到电池完全充电的大变动，且如果系统正从电池充电供应器直接操作，那么将超过此范围。
VOUT 112的编程对非线性误差具有较小但仍不可忽略的影响。施加到RSUM 104电阻器的导通时间电压为VVIN 110-VISUMP 120，其与VVIN 110-VOUT 112大致相同。断开时间(负)的RSUM 104施加的电压为0-VISUMP 120，再次约为-VOUT 112，这是因为在许多实施方案中，R0105通常极小(即，1-10欧姆，其中流过其间的电流极小)。由于电阻器非线性效应是由于这两个条件中的相当有效的RSUM 104电阻，所以电阻器非线性效应取决于VVIN 110和VOUT 112两者。
有效相位的数量还可影响理想RBLEED 102值。所有有效相位累加地促成非线性误差。然而，任何无用相位将不会促成误差，因为每相位跨相应RSUM 104的电压降在开关周期期间一直为零。在所有有用相位的情况下，最大泄放校准是需要的。
这个系统100适应多相系统中有效相位的数量的变化和工作周期的变化，这可能是由于变化的可编程VOUT 112、变化的VVIN 110，以及由于环境温度和输出负载电流的变化的系统损耗。源自负载变化的工作周期的变化在所有模式的调节器或操作中均会发生，但是尤其出现在不连续模式(DCM)操作中；本实施方案直接解决了电流感测误差的原因。更明确而言，通过仅在有效相位处于其“导通”状态时施加泄放电阻器102，可避免适应变化的操作条件的许多设计折中。由于在大多数负载和操作条件中，有效相位的导通时间是交叉的，将与有效相位的数量成比例地施加非线性校准。应注意，响应于大负载和电压编程瞬态事件，可能存在多个相位同时处于其导通状态的时侯；这些插曲通常不是频繁的并且非常短暂，这是因为VVIN 110与VOUT 112的比较大，对于大多数时间仅一次回复到一个有效相位。尽管如此做时实用性有限，但是在一些实施方案中，对于每个相位，泄放电阻器102可并入系统100中，各具有其本身的接地开关，其在且仅在该相位处于其导通状态时开启。每当多个相位同时处于其导通状态时，这个实施方案将校准单电阻器/开关方法招致的小的和不频繁的误差。
当仅在一个相位在其相位导通时间期间经历高电压电阻器104非线性的同时施加校准RBLEED 102时，系统100适应工作周期变动的影响(响应于任何原因，诸如输入电压、输出电压、负载电流等)。影响工作周期的任何操作条件将被理想地校准，包括低负载下的DCM操作。因此，选定RBLEED 102以仅在错误的额外电流发生(在导通时间期间)的同时在其实际振幅下校准错误的额外电流，而不是使用非开关(永久连接)且通常是高电阻的泄放电阻器泄掉平均高于整个开关周期的所述错误额外电流。由于开关电阻器实施方式，RBLEED 102可能可以是标称RSUM 104的100到300倍，而不是永久连接的泄放电阻器所需的高得多的电阻值，除了工作周期的另一优点在于开关泄放电阻器实施方式的有效相位计数追踪行为。
图2A是用于电感器DCR电流感测时减轻电阻器非线性的另一实例系统200a的图。系统200a(和以下系统200b-300b)中未标记的电路元件可能类似于系统100中的电路元件。在这个实施方案中，当相位的导通状态有效(如由处于其导通状态的导通状态控制信号118所指示)时，由受控电流源222对ISUMP节点230施加校准的泄放电流(其取决于泄放控制电流IBLEEDCONTROL 232且可取决于其增益定标IBLEEDCONTROL 232的值)。可调整由如由IBLEEDCONTROL 232控制的受控电流源222提供的泄放电流以通过连续监控RSUM 104非线性(如由与RSUM 104电阻器相同类型的模型电阻器RMODEL 224的非线性确定)引发的误差而匹配RSUM 104非线性的效应。换句话说，将调整受控“泄放”电流源222以从ISUMP节点230中减去等于导通时间期间从VVIN 110到ISUMP 230的额外电流的电流，所述额外电流源自由于电阻器非线性的RSUM 104电阻的减小。这个额外的电流的量值将通过从测量的实际电流中减去模型化导通状态RSUM 104理想电流来确定。在一些实施方案中，对于当施加较高差分电压时电阻器非线性导致实际电阻增加的非典型情况，这个讨论允许所计算的泄放电流为负。在这个实例中由于泄放电流的实施方式，与系统100不同，这个系统200a可自动并连续地调整到电阻器非线性由于改变输入和输出电压变化的效应变动以及电阻器制造程序中固有的组件参数变动。结果，这个实施方案无需调谐或选择如系统100所述的适当程度的减轻。相反，其会自动产生最好的泄放电流。
如上所述，可调整由受控电流源222提供的泄放电流以通过连续监控由非线性(如由模型电阻器RMODEL 224的非线性确定)引发的误差而匹配RSUM 104非线性的效应，其中RMODEL 224被选定为类似于RSUM 104。之后，调整馈入受控电流源222中控制提供给ISUMP节点230的泄放电流的I BLEEDCONTROL 232以匹配典型模型电阻RMODEL224的特征化非线性电流。
可将RMODEL 224选定为具有两种特性。首先，RMODEL 224可具有与RSUM 104电阻器的标称电阻相同的标称电阻。第二，RMODEL 224可以具有类似于RSUM 104电阻器的电压系数的电压系数；即，RMODEL224相对于电压的非线性可以类似于每一个RSUM 104电阻器的非线性。如果RMODEL 224取自如每一个RSUM 104电阻器的同一制造批次，那么RMODEL 224可以假定为在标称电阻和电压非线性两者上足够类似于RSUM 104。如果制造程序授权从相同组件卷获得RMODEL 224和每一个RSUM 104装置两者，那么可符合这个需求。如果是，那么如此获得的IBLEEDCONTROL 232的匹配将精确到来自相同卷的电阻器的基本参数匹配的程度。通常，实际电阻在标称电阻的指定容差内，其通常为计算电力电压调节器应用的1％。虽然并未指定电阻器(诸如厚膜电阻器)的许多配方的非线性，但是由相同程序自相同配方制造的装置中存在固有的类似性，诸如电阻器具有相同组件卷提供的相同的标称值。结果，以下推导将假定已获得所有RSUM 104电阻器和RMODEL224的基本电阻器装置参数的充分匹配。
在如上所述适当选定RMODEL 224之后，可以以下方式由RMODEL224模型化RSUM 104的非线性。可经由到VIN 226的内部开关228将VVIN 110施加到RMODEL 224的开关端子225。RMODEL 224的另一端子227由跨导放大器228保持在VISUMP 230电势，并且将需要如此做的放大器电流存储为IBLEED计算234中的I来自VIN 实际。然后，接地229可以施加到RMODEL 224的开关端子225，再次将另一端子227保持在VISUMP 230，并将必须如此做的放大器电流存储为I到GND。这两个顺序操作可以快速地重复以保持这些存储的电流的更新振幅供进一步处理，以产生追踪变化VVIN 110和VISUMP 230电压以及电压相关非线性误差的泄放电流参考。瞬时电压VISUMP 230和VVIN 110可以用来计算IBLEEDCONTROL 232。
一旦在RSUM 104之后模型化RMODEL 224，那么可如下导出IBLEEDCONTROL 232。首先，可在计算上假定导通时间期间理想化电压相关RSUM 104(或RMODEL 224)等于断开时间期间测量的RSUM 104(或RMODEL 224)即等于“标称”(对于此操作条件而言)电阻值的情况下，从VIN到ISUMP估算理想导通时间电流。应注意，这个值是通过欧姆定律导出，VISUMP/I到GND＝RMODEL224。对于理想化电压不变RMODEL224，VVIN 110-VISUMP 230＝I来自VIN 理想*RMODEL 理想。接着，可以消除RMODEL 理想(在所采用RMODEL＝RMODEL 理想的约定下)和求解I来自VIN 理想而得到I来自VIN 理想＝(VVIN-VISUMP)*I到GND/VISUMP。然后所需的IBLEEDCONTROL 232将为从VIN到ISUMP测量的RMODEL224电流与理想化电流之间的差，这得到I来自VIN 理想。IBLEED＝I来自VIN 实际-I来自VIN 理想，或IBLEED＝I来自VIN 实际-(VVIN-VISUMP)*I到GND/VISUMP。这是可使用IBLEED计算234计算的IBLEEDCONTROL 232的等式，其每当任何相位处于其导通状态时控制由受控电流源222施加到ISUMP节点230的泄放电流。应注意，这仅是IBLEED计算234的一个实例，且其它实例可用于追踪IBLEEDCONTROL232对瞬时操作条件和RSUM 104电阻器的物理以及电特性的估算的IBLEED计算234。
在一些实施方案中，仅在一个或多个相位处于其“导通”状态时通过将OR开关116从相位的导通状态控制信号118耦合到受控电流源222而启用受控电流源222，且因此继承系统100的工作周期和相位计数追踪属性。在其它实施方案中，可由多个独立受控电流源222施加如由IBLEEDCONTROL 232控制的泄放电流，其将施加校准的总电流而不管多个相位是否同时处于其导通状态，如图2B所示。即，受控电流源222专用于每个相位。可仅在每个受控电流源222的相应相位如其导通状态控制信号118所命令般处于其导通状态时启用受控电流源222。由于受控电流源或多个源222可被集成到控制器中，并且全部连接到PWM控制器IC内的ISUMP节点230，所以多相调节器中每相可使用多个独立门控电流源222而不增加所需外部互连的数量。或者，在一些实施方案中，可存在多个受控电流源222，但少于相位数，其中每个受控电流源222无需专用于特定相位而是共享，使得同时启用的受控电流源222的数量等于处于导通状态的相位的数量，最多达所提供的电流源的数量。这些实施方案可以通过同时对许多导通状态相位施加校准的总泄放电流持续其相应导通时间的持续时间，而消除在一个以上相位同时处于其导通状态时期间招致的误差。
图3A是用于减轻电感器DCR电流感测时电阻器非线性的另一实例系统300a的图。在这个实施方案中，差分电压VVIN 110-VISUMP 230被施加到泄放电流编程电阻器RPROG 336，以产生随VVIN 110-VISUMP230的变化而成比例变化的参考电流。将使用IBLEED定标器334以固定比率定标此参考电流，以产生计算的IBLEEDCONTROL 332，其确定将从ISUMP节点230汲取的泄放电流以校准RSUM 104非线性。系统200a的泄放电流开关概念也用于这个实施方案中，其中当一个或多个相位的导通状态控制信号118正命令其导通同状态时施加校准的泄放电流。因此，在这个实施方案中，呈现类似系统200a和200b那样的非线性校准泄放电流，除了受控于IBLEEDCONTROL 332的这个泄放电流在函数上取决于VVIN 110和VISUMP 230的变化值，且因此间接取决于VOUT 112的值。在VVIN 110为电池的实施方案中，在VVIN 110从在其下RSUM 104非线性误差电流最大的完全充电电池电压(或者在电池充电供应器使用时可能更高)变到在其下RSUM 104非线性误差电流最低的几乎耗尽的电池电压时，这个实施方案有利地调整IBLEEDCONTROL 332。在一些实施方案中，可在VVIN 110的中间值下将RPROG 336选择为最好地校准代表性系统的RSUM 104非线性误差且在VVIN 110偏离该中间值时IBLEEDCONTROL可有利变化的值。
类似于系统200a和200b，这个实施例方案300a允许IBLEEDCONTROL332仍适于输入电压110和输出电压112的变化。该系统设计者可凭经验确定要校准的电阻非线性误差的标称(和假定固定的)程度的RSUM 104电压系数。在这样做时，假定RSUM电阻器104的电阻的电压系数基本不变，其中设计者然后可以确定电阻的标称电压系数是多少。此外，可以假定将RSUM电阻器104的电阻值假定为超过调节器或输出电压112的设置的预期范围的常数。这个假定通常是有效的，因为与开关调节器输入电压110相比，输出电压112设置的全范围通常极少变化，且因此，施加到电阻性材料的电压变动可充分低以容许假定超过操作条件的这个范围的电阻的恒定电压系数。
类似于系统200a，在一些实施方案中，仅在一个或多个相位处于其“导通”状态时通过将OR开关116从相位的导通状态控制信号118耦合到受控电流源222而启用系统300a中的受控电流源222，且因此继承系统100和200a的工作周期和相位计数追踪属性。在其它实施方案中，且类似于系统200b，可由多个独立电流源222施加泄放电流，其将在多个相位同时处于其导通状态时施加校准的总电流，如图3B所示。可仅在每个受控电流源222的相应相位如其导通状态控制信号118所指示般处于其导通状态时启用受控电流源222。由于受控电流源或多个源222可被集成到控制器中，并且全部连接到控制器内的ISUMP节点230，所以多相调节器中每相可使用多个独立门控电流源222而不增加所需外部互连的数量。或者，在一些实施方案中，可存在多个受控电流源222，但少于相位数，其中每个受控电流源222无需专用于特定相位而是共享，使得同时启用的受控电流源222的数量等于处于导通状态的相位的数量，最多达所提供的电流源的数量。这些实施方案可以用于多相调节器需要响应于变化的输出电压设置或响应于负载瞬态时间使多个相位同时处于导通状态的情况中。这些实施方案可以通过同时对许多导通状态相位施加校准的总泄放电流持续其相应导通时间的持续时间，而消除在一个以上相位同时处于其导通状态时期间招致的误差。
在一些其它实施方案中，在图3A和图3B中可由设计成与VVIN110-VISUMP 230成比例的内部电流参考取代外部泄放电流编程电阻器RPROG 336，其中比例经由数字编程界面由可编程定标因子338确定以产生IBLEEDCONTROL 332，如图3C所示。在一些实施方案中，数字编程界面可以是串行通信总线或其它编程界面。然后在通过将OR开关116从相位的导通状态控制信号118耦合到受控电流源222，或通过使多相调节器(未示出)中每个相位具有多个独立门控电流源222而使一个或多个开关相位处于其导通状态时，将如由IBLEEDCONTROL 332控制的泄放电流施加到ISUMP节点230作为泄放电流。
以VVIN 110-VISUMP 230比例参考电流和可编程定标因子338取代RPROG 336具有无需到PWM控制器IC 101b的任何额外外部连接的优点，这在缺乏输入/输出连接的系统中可是有价值的属性。其还允许经由PWM控制器IC 101b初始化固件编程非线性校准，这可容许在PWM控制器IC 101b的整个制造寿命内响应于表示硬件实施方式的配置数据而调整非线性校准。
在电力管理集成电路(PMIC)包括多个电压调节器(每个为单相或多相)的情况中，RPROG 336互连和IBLEED计算或定标电路和编程234或334或上述任何实施方案所需的任何资源可以通过以到共同参考电压的连接取代到特定调节器的ISUMP节点230的电压参考的连接而由所有电压调节器共享，诸如所有调节器的ISUMP节点230的电阻平均或所有命令参考电压的平均。当与任何特定输出电压112与(通常)共同输入电压110之间的差相比时，PMIC中的多个电压调节器的不同输出电压112在振幅上通常类似，从理想泄放电流中一般导出的IBLEEDCONTROL 232和332的偏差对于任何电压调节器而言可能是小的。
在PMIC的其它实施方案中，可利用直接响应于共同VVIN 110编程IBLEEDCONTROL 232和332，但是可根据与每个电压调节器的编程输出电压112、或感测的输出电压(诸如ISUMP节点230或ISUMN节点221处)的函数相关性而施加到每个电压调节器的共同部件。这种部件将以每个调节器的输出电压112与导出的共同参考IBLEEDCONTROL232和332的一些函数关系补偿由每个电压调节器提供的输出电压112的差。这种补偿还可经由具有命令PMIC的主机处理器的PMIC串行界面总线针对每个电压调节器导引和定标。与完全独立的泄放电流编程相比，如此获得的优点将更好地逼近要施加到每个电压调节器的理想IBLEEDCONTROL 232和332减轻而无需完全个性化编程每个电压调节器的IBLEEDCONTROL 232和332的额外成本(在电路尺寸上和尤其新增互连上)。
对于其中IBLEEDCONTROL 232和332的导出/计算包括整体或部分由一个以上电压调节器共享的机制的任何PMIC方法，应仍为每个电压调节器个别且独立地提供开关部件，其中每当电压调节器的相位处于其导通状态时将泄放电流(或者多数泄放电流)施加到每个相应ISUMP节点230。这样做在极少或无额外成本下提供系统100-300b的所有的工作周期和相位计数追踪优点，因为所有这些需要的互连和泄放电流源的复制可制作在PMIC的内部。
图4是包括电力转换系统402的实例系统400的方框图，其包括减轻电阻器非线性的电路403。系统400包括耦合到一个或多个处理装置404和一个或多个存储器装置406的一个或多个电力转换系统402。一个或多个电力转换系统402可接收未调节电力(例如，干线电力、电池)、调节的电力，并且提供调节的电力给一个或多个处理装置404和一个或多个存储器装置406。在至少一个实施方案中，电力转换系统402实施为具有减轻如上文图1-3C中所讨论的电阻器非线性误差的至少一个电路元件403的一个或多个电力转换器100-300c。在实施方案中，一个或多个处理装置404可包括中央处理器单元(CPU)、微控制器、微处理器(例如，数字信号处理器(DSP))、场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)或其它处理装置。此外，在实施方案中，一个或多个存储器装置406可包括常规硬盘、诸如固态硬盘驱动器的挥发性或非挥发性媒介、包括但不限于同步动态随机访问存储器(SDRAM)、双数据速率(DDR)RAM、RAMBUS动态RAM(RDRAM)、静态RAM(SRAM)等的随机访问存储器(RAM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)，以及闪存等。一个或多个处理装置404可通信耦合到一个或多个装置406。
在其它实例中，这种电力转换系统402可对代替一个或多个处理装置404和一个或多个存储器装置406或除其之外的其它功能电路提供调节电力。例如，这种电力转换系统402可提供电力给内部装置组件、周边装置或其它组件。这种电力转换系统402可包括在使用调节电力的任何适当电子装置中，诸如台式计算机、膝上型计算机或平板计算机、机顶盒、电池充电器或其它装置。
实例实施方案
实例1包括一种电力转换器，其包括：至少一个电力开关，其耦合到输入电压；脉冲宽度调制电路，其用于生成至少一个电力开关的控制脉冲；至少一个输出电感器，其中至少一个输出电感器中的每个耦合到至少一个电力开关的相应一个；电流感测器，其与至少一个输出电感器并联耦合用于感测经过所有至少一个输出电感器的电流，其中电流感测器包括用于至少一个输出电感器中的每个的至少一个电阻器和至少一个电容器，且其中电流感测器和脉冲宽度调制电路在电流泄放节点处耦合在一起；和至少一个电路元件，其耦合到电流泄放节点，其中至少一个电路元件在开启至少一个电力开关中的一个或多个时从电流泄放节点泄放泄放电流。
实例2包括实例1的电力转换器，其中至少一个电路元件是泄放电阻器，并且其中当脉冲宽度调制电路生成至少一个电力开关的开启脉冲时，泄放电阻器经由开关耦合到接地。
实例3包括实例1-2的电力转换器，其中至少一个电路元件是至少一个电流受控电流源且其中泄放电流是与至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
实例4包括实例3的电力转换器，其中泄放电流是正电流。
实例5包括实例3中任一项的电力转换器，其中泄放电流是负电流。
实例6包括实例3-5中任一项的电力转换器，其中泄放电流是使用模型电阻器的电阻非线性计算。
实例7包括实例3-6中任一项的电力转换器，其中泄放电流取决于可编程定标因子。
实例8包括一种用于电力转换器的控制器，所述控制器包括：电流感测输入；电流感测电路，其在电流泄放节点处耦合到电流感测输入，其中电流感测输入监控电力转换器的电流输出；脉冲宽度调制电路，其生成用于至少一个电力开关的控制信号，所述至少一个电力开关耦合到输入电压且耦合到相应的输出电感器，其中脉冲宽度调制电路被配置来调节电力转换器的输出电压；和至少一个电路元件，其耦合到电流泄放节点，其中至少一个电路元件在开启电力转换器中的至少一个电力开关的一个或多个时从电流泄放节点泄放泄放电流。
实例9包括实例8的脉冲宽度调制电路，其中至少一个电路元件是泄放电阻器，并且其中当脉冲宽度调制电路生成至少一个电力开关的开启信号时，泄流电阻器经由开关耦合到接地。
实例10包括实例8-9中任一项的脉冲宽度调制电路，其中至少一个电路元件是至少一个电流受控电流源，并且其中泄放电流是与至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
实例11包括实例10的脉冲宽度调制电路，其中泄放电流是正电流。
实例12包括实例10中任一项的脉冲宽度调制电路，其中泄放电流是负电流。
实例13包括实例10-12中任一项的脉冲宽度调制电路，其中泄放电流使用模型电阻器的电阻非线性计算。
实例14包括实例10-13中任一项的脉冲宽度调制电路，其中泄放电流取决于可编程定标因子。
实例15包括一种方法，其包括：生成用于电力转换器的至少一个相位的控制信号；监控控制信号以确定是否开启电力转换器的至少一个相位的一个或多个；和当开启至少一个相位的一个或多个时从电力转换器中的电流泄放节点泄放泄放电流。
实例16包括实例15的方法，其中泄放电流包括泄放与模型电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
实例17包括实例15-16中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括泄放取决于可编程定标因子的泄放电流。
实例18包括实例15-17中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括在开启至少一个相位的一个或多个时使用电阻器泄放电流。
实例19包括实例15-18中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括在开启至少一个相位的一个或多个时使用至少一个电流受控电流源泄放电流。
实例20包括实例19的方法，其中生成控制信号包括生成用于电力转换器的至少一个相位中的每个的控制信号，电力转换器具有多个相位且其中从电流泄放节点泄放泄放电流包括使用多个电流受控电流源，多个电流受控电流源中的每个用于多个相位的相应一个。
实例21包括实例19-20中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括泄放正电流。
实例22包括实例19-20中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括泄放负电流。
实例23包括一种电子装置，其包括：一个或多个处理装置；一个或多个存储器装置，其通信耦合到一个或多个处理装置；和一个或多个电力转换系统，其耦合到一个或多个处理装置和一个或多个存储器装置，所述一个或多个电力转换系统包括：至少一个电路，其减轻一个或多个电力转换系统中的电阻器非线性误差。
实例24包括实例23的电子装置，其中至少一个电路耦合到一个或多个电力转换系统中的电流泄放节点，且其中当开启一个或多个电力转换系统时至少一个电路从电流泄放节点泄放泄放电流。
实例25包括实例24的电子装置，其中至少一个电路是泄放电阻器，且其中当开启一个或多个电力转换系统时，泄放电阻器经由开关耦合到接地。
实例26包括实例24-25中任一项的电子装置，其中至少一个电路是至少一个电流受控电流源，且其中泄放电流是与包括在一个或多个电力转换系统中的至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
实例27包括实例26的电子装置，其中泄放电流是使用模型电阻器的电阻非线性计算。
实例28包括实例26-27中任一项的电子装置，其中泄放电流取决于可编程定标因子。
实例29包括实例26-28中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括泄放正电流。
实例30包括实例26-28中任一项的方法，其中泄放泄放电流包括泄放负电流。
实例31包括实例23-30中任一项的电子装置，其中电子装置包括台式计算机、膝上型计算机或平板计算机、机顶盒、或电池充电器中的一个。
虽然本文已经说明和描述了具体实施方案，但应理解，对于本领域的普通技术人员来说，计算来实现相同目的的任何布置可以代替所示的具体实施方案。因此，显然本发明旨在只受限于权利要求及其等效物。

Claims (31)

1.一种电力转换器，其包括：
至少一个电力开关，其耦合到输入电压；
脉冲宽度调制电路，其用于生成所述至少一个电力开关的控制脉冲；
至少一个输出电感器，其中所述至少一个输出电感器中的每个耦合到所述至少一个电力开关的相应一个；
电流感测器，其与所述至少一个输出电感器并联耦合用于感测经过所有所述至少一个输出电感器的电流，
其中所述电流感测器包括用于所述至少一个输出电感器中的每个的至少一个电阻器和至少一个电容器，且
其中所述电流感测器和所述脉冲宽度调制电路在电流泄放节点处耦合在一起；和
至少一个电路元件，其耦合到所述电流泄放节点，其中所述至少一个电路元件在开启所述至少一个电力开关的一个或多个时从所述电流泄放节点泄放泄放电流。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述至少一个电路元件是泄放电阻器，并且其中当所述脉冲宽度调制电路生成所述至少一个电力开关的开启脉冲时，所述泄放电阻器经由开关耦合到接地。
3.根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述至少一个电路元件是至少一个电流受控电流源且其中所述泄放电流是与所述至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
4.根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述泄放电流是正电流。
5.根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述泄放电流是负电流。
6.根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述泄放电流是使用模型电阻器的电阻非线性计算。
7.根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述泄放电流取决于可编程定标因子。
8.一种用于电力转换器的控制器，所述控制器包括：
电流感测输入；
电流感测电路，其在电流泄放节点处耦合到所述电流感测输入，其中所述电流感测输入监控所述电力转换器的电流输出；
脉冲宽度调制电路，其生成用于至少一个电力开关的控制信号，所述至少一个电力开关耦合到输入电压且耦合到相应的输出电感器，其中所述脉冲宽度调制电路被配置来调节所述电力转换器的输出电压；和
至少一个电路元件，其耦合到所述电流泄放节点，其中所述至少一个电路元件在开启所述电力转换器中的所述至少一个电力开关的一个或多个时从所述电流泄放节点泄放泄放电流。
9.根据权利要求8所述的脉冲宽度调制电路，其中所述至少一个电路元件是泄放电阻器，并且其中当所述脉冲宽度调制电路生成所述至少一个电力开关的开启信号时，所述泄流电阻器经由开关耦合到接地。
10.根据权利要求8所述的脉冲宽度调制电路，其中所述至少一个电路元件是至少一个电流受控电流源，并且其中所述泄放电流是与至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
11.根据权利要求10所述的脉冲宽度调制电路，其中所述泄放电流是正电流。
12.根据权利要求10所述的脉冲宽度调制电路，其中所述泄放电流是负电流。
13.根据权利要求10所述的脉冲宽度调制电路，其中所述泄放电流使用模型电阻器的电阻非线性计算。
14.根据权利要求10所述的脉冲宽度调制电路，其中所述泄放电流取决于可编程定标因子。
15.一种方法，其包括：
生成用于电力转换器的至少一个相位的控制信号；
监控所述控制信号以确定是否开启所述电力转换器的所述至少一个相位的一个或多个；和
当开启所述至少一个相位的一个或多个时从所述电力转换器中的电流泄放节点泄放泄放电流。
16.根据权利要求15所述的方法，其中泄放电流包括泄放与模型电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
17.根据权利要求15所述的方法，其中泄放泄放电流包括泄放取决于可编程定标因子的泄放电流。
18.根据权利要求15所述的方法，其中泄放泄放电流包括在开启所述至少一个相位的一个或多个时使用电阻器泄放电流。
19.根据权利要求15所述的方法，其中泄放泄放电流包括在开启所述至少一个相位的一个或多个时使用至少一个电流受控电流源泄放电流。
20.根据权利要求19所述的方法，其中生成控制信号包括生成用于电力转换器的至少一个相位中的每个的控制信号，所述电力转换器具有多个相位且其中从电流泄放节点泄放泄放电流包括使用多个电流受控电流源，所述多个电流受控电流源中的每个用于所述多个相位的相应一个。
21.根据权利要求19所述的方法，其中泄放泄放电流包括泄放正电流。
22.根据权利要求19所述的方法，其中泄放泄放电流包括泄放负电流。
23.一种电子装置，其包括：
一个或多个处理装置；
一个或多个存储器装置，其通信耦合到所述一个或多个处理装置；和
一个或多个电力转换系统，其耦合到所述一个或多个处理装置和所述一个或多个存储器装置，所述一个或多个电力转换系统包括：
至少一个电路，其减轻所述一个或多个电力转换系统中的电阻器非线性误差。
24.根据权利要求23所述的电子装置，其中所述至少一个电路耦合到所述一个或多个电力转换系统中的电流泄放节点，且其中当开启所述一个或多个电力转换系统时所述至少一个电路从所述电流泄放节点泄放泄放电流。
25.根据权利要求24所述的电子装置，其中所述至少一个电路是泄放电阻器，且其中当开启所述一个或多个电力转换系统时，所述泄放电阻器经由开关耦合到接地。
26.根据权利要求24所述的电子装置，其中所述至少一个电路是至少一个电流受控电流源，且其中所述泄放电流是与包括在所述一个或多个电力转换系统中的至少一个电阻器的电阻非线性大体上成比例的电流。
27.根据权利要求26所述的电子装置，其中所述泄放电流是使用模型电阻器的电阻非线性计算。
28.根据权利要求26所述的电子装置，其中所述泄放电流取决于可编程定标因子。
29.根据权利要求26所述的方法，其中泄放泄放电流包括泄放正电流。
30.根据权利要求26所述的方法，其中泄放泄放电流包括泄放负电流。
31.根据权利要求23的电子装置，其中所述电子装置包括台式计算机、膝上型计算机或平板计算机、机顶盒、或电池充电器中的一个。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109586556A (zh) * 2018-12-10 2019-04-05 郑州云海信息技术有限公司 一种多相脉宽降压调节电路及其调节方法
CN110361592A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 深圳市大能创智半导体有限公司 一种电感电流的检测电路及检测方法

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10381918B1 (en) * 2018-02-19 2019-08-13 Microchip Technology Incorporated Multi-phase parallelable constant on time buck controller with phase interleaving ensured by ripple injection
US11409312B1 (en) 2019-04-24 2022-08-09 Renesas Electronics America Inc. Non-linear load line for a multiphase voltage regulator
CN113157045B (zh) 2020-01-22 2023-10-24 台湾积体电路制造股份有限公司 电压调节器电路和方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070035281A1 (en) * 2005-08-11 2007-02-15 Renesas Technology Corp. Switching regulator
CN102869146A (zh) * 2011-07-06 2013-01-09 聚积科技股份有限公司 自选维持电流电路
US20130335038A1 (en) * 2012-06-19 2013-12-19 Richtek Technology Corporation Bleeding circuit and method for reducing power consumption of an emi filter

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5982160A (en) 1998-12-24 1999-11-09 Harris Corporation DC-to-DC converter with inductor current sensing and related methods
US6181120B1 (en) 1999-09-01 2001-01-30 Intersil Corporation Current mode dc/dc converter with controlled output impedance
US6433525B2 (en) 2000-05-03 2002-08-13 Intersil Americas Inc. Dc to DC converter method and circuitry
US6812677B2 (en) * 2001-08-21 2004-11-02 Intersil Americas Inc. Thermally compensated current sensing of intrinsic power converter elements
US6441597B1 (en) * 2001-10-31 2002-08-27 Semtech Corporation Method and apparatus for sensing output inductor current in a DC-to-DC power converter
US7508182B1 (en) * 2005-10-26 2009-03-24 Semtech Corporation Method and apparatus for improved current mode control for large conversion ratio synchronous buck converter with lossless current sense
US20070274015A1 (en) * 2006-05-24 2007-11-29 Intersil Americas Inc. DC-DC converters having improved current sensing and related methods
JP4686579B2 (ja) * 2008-07-30 2011-05-25 株式会社日立製作所 電源装置
US9077248B2 (en) * 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
WO2011114250A1 (en) * 2010-03-18 2011-09-22 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and apparatus for increasing dimming range of solid state lighting fixtures
TWI434496B (zh) * 2010-12-08 2014-04-11 Richtek Technology Corp 電壓調節器及其脈寬調變訊號產生方法
TWI421662B (zh) * 2010-12-20 2014-01-01 Richtek Technology Corp 改善電壓識別瞬變響應的方法以及電壓調節器
US9006999B2 (en) * 2011-09-01 2015-04-14 Renesas Electronics America Inc. Flickering suppressor system for a dimmable LED light bulb
TWM443878U (en) * 2012-07-23 2012-12-21 Richtek Technology Corp Multi-phase switching regulator and droop circuit therefor
US8760134B2 (en) * 2012-08-01 2014-06-24 Fairchild Semiconductor Corporation Simulating power supply inductor current
CN104578768B (zh) * 2013-10-22 2018-10-02 南京中兴新软件有限责任公司 一种直流电源及其工作方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070035281A1 (en) * 2005-08-11 2007-02-15 Renesas Technology Corp. Switching regulator
CN102869146A (zh) * 2011-07-06 2013-01-09 聚积科技股份有限公司 自选维持电流电路
US20130335038A1 (en) * 2012-06-19 2013-12-19 Richtek Technology Corporation Bleeding circuit and method for reducing power consumption of an emi filter

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109586556A (zh) * 2018-12-10 2019-04-05 郑州云海信息技术有限公司 一种多相脉宽降压调节电路及其调节方法
CN110361592A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 深圳市大能创智半导体有限公司 一种电感电流的检测电路及检测方法
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