CN104852595B

CN104852595B - 桥式模块化多电平开关电容ac‑ac变换器换流方法

Info

Publication number: CN104852595B
Application number: CN201510300644.7A
Authority: CN
Inventors: 何良宗; 李彤; 廖育贤; 程琛; 丁烨; 郑智鹏; 张建寰; 陈文芗
Original assignee: Xiamen University
Current assignee: Xiamen University
Priority date: 2015-05-31
Filing date: 2015-05-31
Publication date: 2018-01-09
Anticipated expiration: 2035-05-31
Also published as: CN104852595A

Abstract

桥式模块化多电平开关电容AC‑AC变换器换流方法，涉及开关电容AC‑AC变换器。将所有全控型器件MOSFET分别编号为p组和n组，p组的全控型器件MOSFET记为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p，n组的全控型器件MOSFET记为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n，其中S_1p和S_1n构成双向开关，S_2p和S_2n构成双向开关，S_3p和S_3n构成双向开关，S_4p和S_4n构成双向开关，其中S_5p和S_5n构成双向开关，S_6p和S_6n构成双向开关，S_7p和S_7n构成双向开关，S_8p和S_8n构成双向开关。

Description

桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法

技术领域

本发明涉及开关电容AC-AC变换器换流方法，尤其涉及一种桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法。

背景技术

传统的直接式、非隔离型AC-AC变换器主要有：自耦变压器、相控交流调压器、PWM型AC-AC功率变换器。自耦变压器体积质量大、成本高，不易实现自动调节。相控交流调压器输出含有较严重的谐波分量，受负载影响较大。PWM型AC-AC功率变换器主要指Buck型、Boost型等，缺点是开关管电压应力高，变换效率低。而基于开关电容原理的AC-AC变换器具有成本低、效率高、功率密度大等优点。

然而，在开关电容AC-AC变换器中，换流问题成为影响其安全可靠运行的重要因素。由于实际上采用的非理想开关无法实现切换时既无交叠又无死区。要实现安全换流需要避免电容支路的短路和电感支路的断路，因为过电流和过电压的发生将损坏变换器。实际应用中由于开关存在死区时间，电路的断路难以避免。传统的方法是利用外加缓冲电路来抑制电压尖峰并提供换流通路，但会导致硬件成本增加和功率损失。

对于AC-AC变换器的换流方法主要分为基于电流检测的换流方法和基于电压检测的换流方法两大类。基于电流检测的换流方法实施方法复杂并且需要对输出电流进行准确的检测，由于输出电流含较多谐波成分并且电流方向检测尤其是过零点区域电流方向检测十分困难，容易造成换流失败。基于电压检测的换流方法通过检测输入电压来控制换流过程，与基于电流检测的换流方法相比，所需检测硬件更简单、成本更低，换流较为可靠，在AC-AC变换器换流方法中更具实用性。

Liangzong He等人在2013年公开发表的论文“Safe-Commutation Strategy forthe Novel Family of Quasi-Z-Source AC–AC Converter”(一族新型准Z源AC-AC变换器的安全换流策略)中针对准Z源AC-AC变换器族提出了一种换流策略。该方法通过对节点电流的大小与回路电压的大小判断相结合的方法判定续流回路，进而对开关管逻辑时序进行控制。该方式在实现了开关管零电压开通零电流关断的同时，降低了系统成本，提高了效率。但该方法是面向准Z源AC-AC变换器等拓扑，对开关电容变换器等拓扑，该判定方法并不适用。

发明内容

本发明的目的在于提供能实现在开关切换时利用死区避免短路引起的开关电流尖峰，同时建立电流通路防止感性负载或者线路寄生电感引起电压尖峰的一种桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法。

本发明所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法如下：

采用基于电压检测的控制方法，即无论处于升压模式还是降压模式，将所有全控型器件MOSFET分别编号为p组和n组，p组的全控型器件MOSFET记为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p，n组的全控型器件MOSFET记为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n，其中S_1p和S_1n构成双向开关，S_2p和S_2n构成双向开关，S_3p和S_3n构成双向开关，S_4p和S_4n构成双向开关，其中S_5p和S_5n构成双向开关，S_6p和S_6n构成双向开关，S_7p和S_7n构成双向开关，S_8p和S_8n构成双向开关。

所述变换器处于升压或降压运行的情况下，当输入电网电压正半周时，由开关电容变换器工作特性可知，各回路电压源电压之和大于零，控制S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p持续导通，在不影响电路电流正常流通的情况下形成续流路径；当输入电网电压负半周时，各回路电压源电压之和少于零，控制S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n持续导通，在不影响电路电流正常流通的情况下形成续流路径。

所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器的H桥由开关S_1p、S_1n、S_2p、S_2n、S_3p、S_3n、S_4p、S_4n组成。所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_1p、S_2p、S_3p、S_4p持续导通，S_1n和S_4n同步切换，S_2n和S_3n同步切换，其中S_1n和S_4n驱动信号与S_2n和S_3n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_1n、S_2n、S_3n、S_4n持续导通，S_1p和S_4p同步切换，S_2p和S_3p同步切换，其中S_1p和S_4p驱动信号与S_2p和S_3p驱动信号之间相位相差180度。

所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器的开关电容模块由开关S_5p、S_5n、S_6p、S_6n、S_7p、S_7n、S_8p、S_8n和电容C₁、C₂、C₃、C₄组成。所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_5p、S_6p、S_7p、S_8p持续导通，S_5n和S_8n同步切换，S_6n和S_7n同步切换，其中S_5n和S_8n驱动信号与S_6n和S_7n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_5n、S_6n、S_7n、S_8n持续导通，S_5p和S_8p同步切换，S_6p和S_7p同步切换，其中S_5p和S_8p驱动信号与S_6p和S_7p驱动信号之间相位相差180度。

所述控制方法在桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器进行电平扩展时依然适用。

所述控制方法不仅用于本发明提出的拓扑，在相关类型的开关电容AC-AC变换器拓扑中依然可以运用其原理达到安全换流目的。

本发明为基于电压检测的控制方法，即无论变换器处于升压模式还是降压模式，在回路电压源(包括电源和电容)电压之和大于零时，控制其中一组对该回路电压形成阻断能力的全控型器件MOSFET持续导通，在不影响电路电流正常换流的情况下形成续流路径；同理，在回路电压源电压之和少于零时，控制另外一组对该回路电压形成阻断能力的全控型器件MOSFET持续导通。

变换器同一桥臂互补导通的开关管之间常设置死区以避免回路短路引起电流尖峰，但相应必须建立续流通路防止死区期间线路寄生电感引起的电压尖峰。所述桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器换流方法，所采用控制方法为基于电压检测的控制方法，即无论变换器处于升压模式还是降压模式，在回路电压源(包括电源和电容)电压之和大于零时，控制其中一组对该回路电压形成阻断能力的全控型器件MOSFET持续导通，在不影响电路电流正常换流的情况下形成续流路径；同理，在回路电压源电压之和少于零时，控制另外一组对该回路电压形成阻断能力的全控型器件MOSFET持续导通。持续导通的MOSFET不会影响电路正常运行，且为换流形成续流回路。本发明在保持开关电容AC-AC变换器基本变流功能的情况下，解决其安全换流问题，具有控制简单，效率高、运行安全可靠的优点，本发明尤其适用于桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器。同时该换流方法思路可以推广到其他类型的开关电容AC-AC变换器。

相较于现有技术，本发明提供的技术方案具备以下有益效果：

本发明提供的一种桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器换流方法，能实现变换器已有功能不变，具有控制简单、运行安全可靠的优点。

附图说明

图1为本发明的升压/降压电路拓扑示意图。

图2为本发明的升压电路拓扑示意图。

图3为V_C2>0，i_L>0时的电流通路原理图。开关S_2p、S_6p持续导通以防止电容C₂短路，此时电感L的电流续流路径为L-C₂-S_6p-S_2p，S_6n、S_2n的寄生二极管也作为续流路径。

图4为V_C1>0，i_L<0时的电流通路原理图。开关S_1p、S_5p持续导通以防止电容C₁短路，此时电感L的电流续流路径为L-S_1p-S_5p-C₁，S_1n、S_5n的寄生二极管也作为续流路径。

图5为V_C1<0，i_L>0时的电流通路原理图。开关S_1n、S_5n持续导通以防止电容C₁短路，此时电感L的电流续流路径为L-C₁-S_5n-S_1n，S_1p、S_5p的寄生二极管也作为续流路径。

图6为V_C2<0，i_L<0时的电流通路原理图。开关S_2n、S_6n持续导通以防止电容C₂短路，此时电感L的电流续流路径为L-S_2n-S_6n-C₂，S_2p、S_6p的寄生二极管也作为续流路径。

图7为升压模式时的电路工作第一状态图。V_C1>0、V_C2>0、V_C3>0、V_C4>0时，开关S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p和S_1n、S_4n、S_6n、S_7n导通，开关S_2n、S_3n、S_5n、S_8n关断。C₁、C₄放电，C₂、C₃充电，其中电源对C₂充电，同时电源与C₁串联对C₃充电。

图8为升压模式时的电路工作第二状态图。V_C1>0、V_C2>0、V_C3>0、V_C4>0时，开关S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p和S_2n、S_3n、S_5n、S_8n导通，开关S_1n、S_4n、S_6n、S_7n关断。C₁、C₄充电，C₂、C₃放电，其中电源对C₁充电，同时电源与C₂串联对C₄充电。

图9为升压模式时的电路工作第三状态图。V_C1<0、V_C2<0、V_C3<0、V_C4<0时，开关S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n和S_1p、S_4p、S_6p、S_7p导通，开关S_2p、S_3p、S_5p、S_8p关断。C₁、C₄放电，C₂、C₃充电，其中电源对C₂充电，同时电源与C₁串联对C₃充电。

图10为升压模式时的电路工作第四状态图。V_C1<0、V_C2<0、V_C3<0、V_C4<0时，开关S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n和S_2p、S_3p、S_5p、S_8p导通，开关S_1p、S_4p、S_6p、S_7p关断。C₁、C₄充电，C₂、C₃放电，其中电源对C₁充电，同时电源与C₂串联对C₄充电。

图11为开关时序图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步阐述。

实施例一：

本实施例以升压电路为例：参考图1～10。图1是本发明所提供的一种桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器换流方法的升压/降压电路拓扑示意图。由于所采用控制方法为基于电压检测的控制方法，将所有全控型器件MOSFET分别为p组和n组，p组的全控型器件MOSFET在输入电网电压正半周时持续导通，n组的全控型器件MOSFET在输入电网电压负半周时持续导通。

p组的全控型器件MOSFET为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p，n组的全控型器件MOSFET为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n。其中S_1p和S_1n构成双向开关，S_2p和S_2n构成双向开关，S_3p和S_3n构成双向开关，S_4p和S_4n构成双向开关，其中S_5p和S_5n构成双向开关，S_6p和S_6n构成双向开关，S_7p和S_7n构成双向开关，S_8p和S_8n构成双向开关。

桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器的H桥由开关S_1p、S_1n、S_2p、S_2n、S_3p、S_3n、S_4p、S_4n组成。所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_1p、S_2p、S_3p、S_4p持续导通，S_1n和S_4n同步切换，S_2n和S_3n同步切换，其中S_1n和S_4n驱动信号与S_2n和S_3n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_1n、S_2n、S_3n、S_4n持续导通，S_1p和S_4p同步切换，S_2p和S_3p同步切换，其中S_1p和S_4p驱动信号与S_2p和S_3p驱动信号之间相位相差180度。

桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器的开关电容模块由开关S_5p、S_5n、S_6p、S_6n、S_7p、S_7n、S_8p、S_8n和电容C₁、C₂、C₃、C₄组成。所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_5p、S_6p、S_7p、S_8p持续导通，S_5n和S_8n同步切换，S_6n和S_7n同步切换，其中S_5n和S_8n驱动信号与S_6n和S_7n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_5n、S_6n、S_7n、S_8n持续导通，S_5p和S_8p同步切换，S_6p和S_7p同步切换，其中S_5p和S_8p驱动信号与S_6p和S_7p驱动信号之间相位相差180度。

图2是本发明所提供的一种桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器换流方法的升压模式电路拓扑示意图。

为防止实际应用中非理想开关的电流尖峰，开关死区时间必不可少，与此同时，若电路中存在寄生电感需要提供电流通路防止电压尖峰。假设电路中存在寄生电感L，图3～6所示为桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器开关死区时间时的电流通路，既能防止电容短路，也能防止电路寄生电感断路。由于开关电容电路只含开关和电容，实际开关存在导通电阻，所以电容电压的相位会稍微超前输入电压的相位，在基于电压检测的换流方法中以电容电压为参考将会使换流更加可靠。分析如下：

图3为V_C2>0，i_L>0时的电流通路，开关S_2p、S_6p持续导通以防止电容C₂短路，此时电感L的电流续流路径为L-C₂-S_6p-S_2p，S_6n、S_2n的寄生二极管也作为续流路径。

图4为V_C1>0，i_L<0时的电流通路，开关S_1p、S_5p持续导通以防止电容C₁短路，此时电感L的电流续流路径为L-S_1p-S_5p-C₁，S_1n、S_5n的寄生二极管也作为续流路径。

图5为V_C1<0，i_L>0时的电流通路，开关S_1n、S_5n持续导通以防止电容C₁短路，此时电感L的电流续流路径为L-C₁-S_5n-S_1n，S_1p、S_5p的寄生二极管也作为续流路径。

图6为V_C2<0，i_L<0时的电流通路，开关S_2n、S_6n持续导通以防止电容C₂短路，此时电感L的电流续流路径为L-S_2n-S_6n-C₂，S_2p、S_6p的寄生二极管也作为续流路径。

由于电路拓扑的对称性和模块化，开关死区时间其他支路上有相似的电流通路，既能防止电容短路，也能防止电路寄生电感断路，对基于电压检测的换流策略的死区时间开关导通情况概括如表1所示。

表1死区时间开关导通情况

升压模式下，在输入电网电压的一个周期中，变换器有4种工作状态如图7～10所示。现对工作状态说明如下：

第一状态。图7为V_C1>0、V_C2>0、V_C3>0、V_C4>0时，开关S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p和S_1n、S_4n、S_6n、S_7n导通，开关S_2n、S_3n、S_5n、S_8n关断。C₁、C₄放电，C₂、C₃充电，其中电源对C₂充电，同时电源与C₁串联对C₃充电。

第二状态。图8为V_C1>0、V_C2>0、V_C3>0、V_C4>0时，开关S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p和S_2n、S_3n、S_5n、S_8n导通，开关S_1n、S_4n、S_6n、S_7n关断。C₁、C₄充电，C₂、C₃放电，其中电源对C₁充电，同时电源与C₂串联对C₄充电。

第三状态。图9为V_C1<0、V_C2<0、V_C3<0、V_C4<0时，开关S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n和S_1p、S_4p、S_6p、S_7p导通，开关S_2p、S_3p、S_5p、S_8p关断。C₁、C₄放电，C₂、C₃充电，其中电源对C₂充电，同时电源与C₁串联对C₃充电。

第四状态。图10为V_C1<0、V_C2<0、V_C3<0、V_C4<0时，开关S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n和S_2p、S_3p、S_5p、S_8p导通，开关S_1p、S_4p、S_6p、S_7p关断。C₁、C₄充电，C₂、C₃放电，其中电源对C₁充电，同时电源与C₂串联对C₄充电。

4个工作状态以输入电网电压为周期循环进行。如图11所示为开关时序图。

实施例二：

若进行降压模式运行，控制方法不变，只是电流流向改变。

实施例三：

进行电平拓展后，在增加的开关电容模块上使用相同控制方法即可。

综上所述，本发明所述一种桥式模块化多电平双向开关电容AC-AC变换器换流方法具有控制简单，效率高、运行安全可靠的优点，能实现利用开关死区避免短路引起的电流尖峰，同时建立电流通路防止感性负载或者线路寄生电感引起的电压尖峰。

Claims

1.桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法，其特征在于其具体方法如下：

采用基于电压检测的控制方法，即无论处于升压模式还是降压模式，将所有全控型器件MOSFET分别编号为p组和n组，p组的全控型器件MOSFET记为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p，n组的全控型器件MOSFET记为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n，其中S_1p和S_1n构成双向开关，S_2p和S_2n构成双向开关，S_3p和S_3n构成双向开关，S_4p和S_4n构成双向开关，其中S_5p和S_5n构成双向开关，S_6p和S_6n构成双向开关，S_7p和S_7n构成双向开关，S_8p和S_8n构成双向开关；当输入电网电压正半周时，由开关电容变换器工作特性可知，各回路电压源电压之和大于零，控制S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p、S_8p持续导通，在不影响电路电流正常流通的情况下形成续流路径；当输入电网电压负半周时，各回路电压源电压之和少于零，控制S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n、S_8n持续导通，在不影响电路电流正常流通的情况下形成续流路径。

2.如权利要求1所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法，其特征在于所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器的H桥由开关S_1p、S_1n、S_2p、S_2n、S_3p、S_3n、S_4p、S_4n组成，所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_1p、S_2p、S_3p、S_4p持续导通，S_1n和S_4n同步切换，S_2n和S_3n同步切换，其中S_1n和S_4n驱动信号与S_2n和S_3n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_1n、S_2n、S_3n、S_4n持续导通，S_1p和S_4p同步切换，S_2p和S_3p同步切换，其中S_1p和S_4p驱动信号与S_2p和S_3p驱动信号之间相位相差180度。

3.如权利要求1所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器换流方法，其特征在于所述桥式模块化多电平开关电容AC-AC变换器的开关电容模块由开关S_5p、S_5n、S_6p、S_6n、S_7p、S_7n、S_8p、S_8n和电容C₁、C₂、C₃、C₄组成，所述换流方法为在输入电网电压正半周时S_5p、S_6p、S_7p、S_8p持续导通，S_5n和S_8n同步切换，S_6n和S_7n同步切换，其中S_5n和S_8n驱动信号与S_6n和S_7n驱动信号之间相位相差180度；在输入电网电压负半周时S_5n、S_6n、S_7n、S_8n持续导通，S_5p和S_8p同步切换，S_6p和S_7p同步切换，其中S_5p和S_8p驱动信号与S_6p和S_7p驱动信号之间相位相差180度。