CN104811156A - 一种谐振增强型宽带阻抗匹配电路及匹配方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐振增强型宽带阻抗匹配电路和匹配方法。匹配电路由与初始电路依次级联的阻抗变换网络和谐振补偿网络组成；所述阻抗变换网由并联的电阻Z1和阻抗Z2组成；所述谐振补偿网络由串联的阻抗Z3-Z4组成。所述阻抗Z1、Z3-Z4用微带线实现。所述阻抗变换网络的参数由所述初始电路低频端匹配条件决定；所述谐振补偿网络的参数由所述初始电路高频端匹配条件决定。匹配方法首先接入阻抗变换网络，调节其参数使低频端匹配；然后接入谐振补偿网络，调节其参数使高频端匹配。它弥补了传统单纯使用集总参数或分布式参数补偿技术的不足，可以方便实现所需频率带宽下的匹配电路，实现宽带阻抗匹配。

Description

一种谐振增强型宽带阻抗匹配电路及匹配方法

技术领域

本发明涉及一种宽带阻抗匹配电路及匹配方法，尤其是一种谐振增强型宽带阻抗匹配电路及匹配方法，属于电子工程技术领域。

背景技术

目前光纤通信网络带宽在波分复用、正交频分复用等技术的应用下已经突破10THz大关，同时100GHz光网络系统也已经在全球批量铺展开，而现有光网络终端的传输速率大多在10Gbps以下，这表明在现有通信系统中，信号的收发终端很大程度上限制了传输系统的带宽。

光网络终端中功能芯片的本征参量特性决定了器件的带宽上限，同时器件的高频封装也会引入额外的寄生参量从而大大减小了器件的可用带宽，这主要体现在芯片间的互联及芯片与射频连接器间互联所引入的寄生参量。

理想情况下，如果芯片间或芯片与射频连接器间没有阻抗失配，高频信号可以最大效率的进行传输。实际中，芯片及射频连接器在宽带应用下并不是理想的50Ohm，而是体现出容性或感性特征，在封装互联时如果不考虑这种阻抗失配效应也就无法实现高频信号的最大效率传输，最终影响到器件的频率响应带宽。

阻抗匹配技术通过在芯片间或芯片与射频连接器间引入某种阻抗变换机制可以在特定频率范围内对器件进行频率响应补偿，从而实现在预期频率范围内达到最优化的信号传输效率。

现有的阻抗匹配技术根据所使用的元件类型可以分为集总式参数补偿技术以及分布式参数补偿技术。集总式参数补偿技术利用集总电阻、电容、电感实现阻抗匹配，该方法结构简单，低频端匹配性能好，但由于所使用的元件限制，在高频应用下会引入额外的寄生参量。分布式参数补偿技术利用特定长度、宽度的微带线来实现等效电容、电感的串并联效应，该方法可以应用在较高的频率上，其不足在于频率带宽窄，无法用于低频端下探至DC附近的宽带阻抗匹配。

发明内容

针对现有技术中的不足，本发明提供了一种使用方便的谐振增强型宽带阻抗匹配电路及匹配方法。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：

一种谐振增强型宽带阻抗匹配电匹配路，其特征在于：由与初始电路依次级联的阻抗变换网络和谐振补偿网络组成；所述阻抗变换网络由并联的电阻Z1和阻抗Z2组成；所述谐振补偿网络由串联的阻抗Z3-Z4组成；所述阻抗Z1、Z3-Z4用微带线实现。

2、用于权利要求1所述的谐振增强型宽带阻抗匹配电路的匹配方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：绘制反射曲线：测量初始电路的散射参量，计算其反射系数，画出史密斯圆图上的初始电路的反射曲线和史密斯圆图上的-10dB反射系数圆；转向步骤2；

步骤2：判断所述史密斯圆图上的初始电路反射曲线的低频端是否落入所述-史密斯圆图上的10dB反射系数圆内，如果是，转向步骤4；如果否，转向步骤3；

步骤3：接入所述阻抗变换网络,调节所述阻抗变换网络的元件参数，使经过阻抗变换网络匹配后的史密斯圆图上的电路反射系数曲线的低频端落入-10dB反射系数圆内，实现低频阻抗匹配；转向步骤4；

步骤4：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线的高频端是否落入-10dB反射系数圆内，如果是，转向步骤5；如果否，转向步骤6；

步骤5：接入所述谐振补偿网络,调节所述谐振补偿网络的元件参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线的高频端落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆内，实现高频阻抗匹配；转向步骤6；

步骤6：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线是否全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆内。如果是，转向步骤8；如果否，转向步骤7；

步骤7：调节所述阻抗变换网络和谐振补偿网络的参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆内；转向步骤8；

步骤8：匹配结束。

由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果在于：弥补了传统单纯使用集总参数或分布式参数补偿技术的不足，可以方便实现所需频率带宽下的匹配电路，实现宽带阻抗匹配。

附图说明

图1是本发明匹配电路的电路原理图；

图2是本发明匹配方法的流程图；

图3是本发明实施例2的初始电路反射系数曲线；

图4是本发明实施例2的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线；

图5是本发明实施例2的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线；

图6是本发明实施例2的电路匹配前后反射系数曲线对比图；

其中3-史密斯原图上的初始电路的反射曲线，4-史密斯原图上的-10dB反射系数圆，9-史密斯原图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线，10-史密斯原图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线的低频端，11-史密斯原图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线的高频端，16-史密斯原图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线，17-史密斯原图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线的低频端，18-史密斯原图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线的更高频端，20-史密斯原图上的只接入阻抗变换网络的反射系数曲线，21-史密斯原图上的接入阻抗变换网络和谐振补偿网络后的反射系数曲线，22-史密斯原图上的只接入阻抗变换网络的反射系数曲线在频率a处的反射系数点，23-史密斯原图上的设计频率范围的高频端，24-史密斯原图上的只接入阻抗变换网络的反射系数曲线在频率b处的反射系数点，25-史密斯原图上的接入阻抗变换网络和谐振补偿网络后的反射系数曲线在频率b处的反射系数点。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

如图1所示，一种谐振增强型宽带阻抗匹配电匹配路：由与初始电路依次级联的阻抗变换网络和谐振补偿网络组成；所述阻抗变换网络由并联的电阻Z1和阻抗Z2组成；所述谐振补偿网络由串联的阻抗Z3-Z4组成。所述阻抗Z1、Z3-Z4用微带线实现。所述阻抗变换网络的参数由所述初始电路低频端匹配条件决定；所述谐振补偿网络的参数由所述初始电路高频端匹配条件决定。

实施例2：

如图2所示，一种谐振增强型宽带阻抗匹配电路的匹配方法，包括以下步骤：

一种谐振增强型宽带阻抗匹配电匹配路，其特征在于：由与初始电路依次级联的阻抗变换网络和谐振补偿网络组成；所述阻抗变换网络由并联的电阻Z1和阻抗Z2组成；所述谐振补偿网络由串联的阻抗Z3-Z4组成；所述阻抗Z1、Z3-Z4用微带线实现。

2、用于权利要求1所述的谐振增强型宽带阻抗匹配电路的匹配方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：绘制反射曲线：测量初始电路的散射参量，计算其反射系数，画出史密斯圆图上的初始电路的反射曲线3和史密斯圆图上的-10dB反射系数圆4；转向步骤2；

步骤2：判断所述史密斯圆图上的初始电路反射曲线3的低频端是否落入所述-史密斯圆图上的10dB反射系数圆4内，如果是，转向步骤4；如果否，转向步骤3；

步骤3：接入所述阻抗变换网络,调节所述阻抗变换网络的元件参数，使经过阻抗变换网络匹配后的史密斯圆图上的电路反射系数曲线9的低频端10落入-10dB反射系数圆4内，实现低频阻抗匹配；转向步骤4；

步骤4：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线的高频端11是否落入-10dB反射系数圆4内，如果是，转向步骤5；如果否，转向步骤6；

步骤5：接入所述谐振补偿网络,调节所述谐振补偿网络的元件参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线16的高频端18落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆4内，实现高频阻抗匹配；转向步骤6；

步骤6：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线16是否全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆4内。如果是，转向步骤8；如果否，转向步骤7；

步骤7：调节所述阻抗变换网络和谐振补偿网络的参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线16全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆4内；转向步骤8；

步骤8：匹配结束。

初始电路的ABCD矩阵为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_0& B_0\\ C_0& D_0\end{array}\right]---\left(1\right)$

由其转换得到散射参量矩阵：

$\left[S_0\right]={\left[\begin{array}{cc}1& -(A_0+B_0/Z_0)\\ -1& -({\mathrm{CZ}}_0+D)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{cc}-1& (A-B/Z_0)\\ -1& {\mathrm{CZ}}_0-D\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{s}_{11}& s_{12}\\ s_{21}& s_{22}\end{array}\right]---\left(2\right)$

Z₀为特征阻抗，在本实施例中为50Ohm。依据其散射参量矩阵中的s₁₁，在史密斯圆图上画出初始电路反射系数曲线9，如图3所示。

阻抗变换网络5的ABCD矩阵为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_i& B_i\\ C_i& D_i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{Y_B}{Y_C}& \frac{1}{Y_C}\\ Y_A+Y_B+\frac{Y_A{Y}_B}{Y_C}& 1+\frac{Y_A}{Y_c}\end{array}\right]---\left(3\right)$

$Y_A=Y_C=\frac{1}{2R}+\mathrm{j\ω}\frac{16.67\×{10}^{-4}l\sqrt{\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r+1}{2}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r-1}{2}[{(1+\frac{12h}{W})}^{-\frac{1}{2}}+0.041{(1-\frac{W}{h})}^2]}}{Z_0}---\left(4\right)$

$Y_B=-j\frac{1}{2\×{10}^{-4}\mathrm{\ωl}[\ln \left(\frac{l}{W+t}\right)+1.193+\frac{W+t}{3l}]\·[0.57-0.145\ln \left(\frac{W}{h}\right)]}---\left(5\right)$

其中R为电阻Z1的阻值，l、W、t、h、ε_r分别为微带传输线Z2的长度、宽度、金属厚度、基板厚度和介电常数。阻抗变换网络中R、l、W、t、h、ε_r参数通过求解迭代优化程序获得。如图4所示,所述迭代优化程序以经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线9的低频端10的反射系数小于-10dB为程序的收敛条件。通过计算机迭代求解可得到最优参数值，使得经过阻抗变换网络匹配后的电路的反射系数曲线的低频端落入-10dB反射系数圆4内。

接入阻抗变换网络后电路的ABCD矩阵表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_1& B_1\\ C_1& D_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{A}_i& B_i\\ C_i& D_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{A}_0& B_0\\ C_0& D_0\end{array}\right]---\left(6\right)$

电阻Z1在高频应用时会带来额外的寄生参数，使得实际R的大小随频率发生变化，最终影响到高频端的阻抗匹配效果。阻抗变换网络难以保证经过阻抗变换网络匹配后的的整个反射系数曲线9在全部频率范围内均落入-10dB反射圆4内。

在上述基础上进一步接入谐振补偿网络，针对高频端进行阻抗匹配。微带传输线Z3和Z4的ABCD矩阵分别为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_3& B_3\\ C_3& D_3\end{array}\right]$ 和 $\left[\begin{array}{cc}{A}_4& B_4\\ C_4& D_4\end{array}\right]---\left(7\right)$

微带传输线Z3和Z4的ABCD计算方法与阻抗变换网络的ABCD矩阵计算方法相同，其中

$Y_A=Y_C=\mathrm{j\ω}\frac{16.67\×{10}^{-4}l\sqrt{\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r+1}{2}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r-1}{2}[{(1+\frac{12h}{W})}^{-\frac{1}{2}}+0.041{(1-\frac{W}{h})}^2]}}{Z_0}---\left(8\right)$

$Y_B=-j\frac{1}{2\×{10}^{-4}\mathrm{\ωl}[\ln \left(\frac{l}{W+t}\right)+1.193+\frac{W+t}{3l}]\·[0.57-0.145\ln \left(\frac{W}{h}\right)]}---\left(9\right)$

谐振补偿网络的等效ABCD矩阵可表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_r& B_r\\ C_r& D_r\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{A}_4& B_4\\ C_4& D_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{A}_3& B_3\\ C_3& D_3\end{array}\right]---\left(10\right)$

图5所示为接入谐振补偿网络后电路，其等效ABCD矩阵可表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_t& B_t\\ C_t& D_t\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{A}_r& B_r\\ C_r& D_r\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{A}_i& B_i\\ C_i& D_i\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{A}_0& B_0\\ C_0& D_0\end{array}\right]---\left(11\right)$

通过上述ABCD矩阵进行初始赋值计算可以得到其矩阵值以及预期的谐振频点,其中谐振频率f₀可通过下面公式确定：

$f_0=\sqrt{\frac{\left|\mathrm{Im}\left(Y_B\right)\right|}{\left|\mathrm{Im}\left(Y_A\right)\right|}}---\left(12\right)$

与上述阻抗变换网络参数求解方法相同，通过迭代优化程序，得到微带传输线Z3，Z4的优化参数。迭代收敛条件可以设为：f₀的值等于图5中反射系数曲线16的高频端18频率。

图5中可以发现，通过在高频端18引入谐振可以有效的抑制射频反射，并将反射系数曲线16的高频端18移动至-10dB圆4内，实现在全部设计频率范围内的阻抗匹配。

为了更好地说明最终阻抗匹配的效果，图6给出了电路匹配前后反射系数对比曲线。只接入阻抗变换网络的反射系数曲线20在频率a处的反射系数点22大于-10dB。接入阻抗变换网络和谐振补偿网络后的反射系数曲线21在设计频率范围的高频端23引入谐振后，补偿效应可将频率b处的反射系数由只接入阻抗变换网络的反射系数曲线20上的反射系数点24移动至接入阻抗变换网络和谐振补偿网络后的反射系数曲线21上的反射系数点25，使得最终电路的反射系数在整个设计频带范围内均小于-10dB，达到宽带阻抗匹配的目的。

以上是对本发明具体实施例的说明，在具体的实施过程中可对本发明的方法进行适当的变化，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种谐振增强型宽带阻抗匹配电匹配路，其特征在于：由与初始电路依次级联的阻抗变换网络和谐振补偿网络组成；所述阻抗变换网络由并联的电阻Z1和阻抗Z2组成；所述谐振补偿网络由串联的阻抗Z3-Z4组成；所述阻抗Z1、Z3-Z4用微带线实现。

2.用于权利要求1所述的谐振增强型宽带阻抗匹配电路的匹配方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：绘制反射曲线：测量初始电路的散射参量，计算其反射系数，画出史密斯圆图上的初始电路的反射曲线(3)和史密斯圆图上的-10dB反射系数圆(4)；转向步骤2；

步骤2：判断所述史密斯圆图上的初始电路反射曲线(3)的低频端是否落入所述-史密斯圆图上的10dB反射系数圆(4)内，如果是，转向步骤4；如果否，转向步骤3；

步骤3：接入所述阻抗变换网络,调节所述阻抗变换网络的元件参数，使经过阻抗变换网络匹配后的史密斯圆图上的电路反射系数曲线(9)的低频端(10)落入-10dB反射系数圆(4)内，实现低频阻抗匹配；转向步骤4；

步骤4：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络匹配后的电路反射系数曲线的高频端(11)是否落入-10dB反射系数圆(4)内，如果是，转向步骤5；如果否，转向步骤6；

步骤5：接入所述谐振补偿网络,调节所述谐振补偿网络的元件参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线(16)的高频端(18)落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆(4)内，实现高频阻抗匹配；转向步骤6；

步骤6：判断史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线(16)是否全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆(4)内。如果是，转向步骤8；如果否，转向步骤7；

步骤7：调节所述阻抗变换网络和谐振补偿网络的参数，使史密斯圆图上的经过阻抗变换网络和谐振补偿网络匹配后的电路反射系数曲线(16)全部落入所述史密斯圆图上的-10dB反射系数圆(4)内；转向步骤8；

步骤8：匹配结束。