CN104767705A - Ofdm调制的电力线载波通信系统的帧同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法及装置，该方法包括以下步骤：对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列；分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列；计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值；根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成；间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值；根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。本发明降低了帧同步的计算量和复杂度，增强了可靠性和准确性。

Description

OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法及装置

技术领域

本发明涉及宽带电力线载波通信领域，尤其涉及一种OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法及装置。

背景技术

电力线通信(Power Line Communication，PLC)是指利用电力线作为媒体实现数据传输的一种通信技术。由于电力线是最普及、覆盖范围最为广阔的一种物理媒体，利用电力线等媒体传输数据信息，可以降低运营成本、减少构建新的通信网络的支出，因此电力线通信技术正成为信息技术发展的热点。

电力线通信按使用的频率通常分为窄带电力线通信和宽带电力线通信，窄带电力线通信使用的频率为3KHz-500KHz，提供较低传输速率的通信服务，适合智能电网、工业控制、物联网等控制信息的传输；宽带电力线通信使用的频率为1MHz-100MHz，利用现有电力线组建网络，实现宽带数据和多媒体信号传输，能够提供2Mbit/s以上的数据传输速率。

然而，电力线信道传输环境非常恶劣，存在多种复杂噪声干扰、与其他业务频段信号的耦合、恶劣的频率选择性和快速时变性，这些都造成了对信号可靠传输的极大的阻碍，需要有效的技术来保证信号传输的高效鲁棒性。而且，宽带电力线通信信道信号随着频率增长距离衰减，具有很强的频率选择性。

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，缩写为OFDM)技术具有高速的数据传输能力、高效的频谱利用率和抗多径干扰、抵抗频率选择性衰落信道能力，因此很适用应用于宽带电力线领域。OFDM调制技术主要思想是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

目前，国际上制定的宽带电力线载波通信标准，包括IEEE P1901标准、HomeplugAV、HomeplugAV2和Homeplug GreenPHY以及ITU-T G.hn，均是支持OFDM调制的宽带电力线载波通信技术标准。

而帧同步是OFDM系统中非常关键的问题，帧同步性能的优劣直接影响到OFDM技术能否真正地被应用于宽带电力线通信领域。

因此，如何设计一种性能优异的帧同步方法，确保OFDM系统收发端的准确同步，为后续OFDM系统的解调奠定坚实基础，是基于OFDM调制的宽带电力线载波通信系统所需要解决的问题。

发明内容

为解决OFDM系统的帧同步问题，本发明提供了一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法，该方法能够适应宽带电力线载波通信系统的复杂环境要求，实现OFDM系统收发端的准确符号同步，为后续的OFDM数据解调提供基础，使接收端能够进行正确解码。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法，包括以下步骤：

S1，对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列；

S2，分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列；

S3，计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值；

S4，根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成，其中，+1的个数与正前导符号的个数相同，-1的个数与负前导符号的个数相同；

S5，间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值；

S6，根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。

在一个实施例中，

所述步骤S6包括如下步骤：

设置帧同步门限值和相关峰窗口；

计算所述第二互相关函数值的归一化能量；

计算所述第二互相关函数值与所述归一化能量的比值作为相关判决函数值；

根据所述相关判决函数值相对帧同步门限值的大小，在所述相关峰窗口内，判断帧同步的位置。

在一个实施例中，

所述步骤S1包括：建立前导参考相位表，所述前导参考相位表记录有子载波序号k与对应的前导参考相位值的对应关系；

建立载波屏蔽表T_k：

计算OFDM符号各个子载波上的频域映射数据X(k)：

一般来说，后一段子载波应设置为无效子载波，例如：

其中，N是总的子载波个数。

在一个实施例中，

所述步骤S3包括如下步骤：

计算接收信号r_d+n与符号位序列x^sign(n)的第一互相关相关函数C₁(d)：

$C_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{d+n}\·x^{\mathrm{sign}}\left(n\right);$

其中，N代表符号数据长度，r_d+n表示第d+n个时刻的接收信号。

在一个实施例中，

所述步骤S5包括：

计算第一互相关函数值与所述PN序列的第二相关函数C₂(d)：

$C_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\Σ}}}[C_1(d+m\·N)\·{\mathrm{PN}}_m];$

其中，P为正前导符号的个数，M为负前导符号的个数。

在一个实施例中，

所述步骤S3包括如下步骤：

计算第一互相关相关函数C₁(d)的归一化能量E₁(d)：

$E_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|r_{d+n}\·x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)|=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r_{d+n}\right|\·\left|x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)\right|=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r_{d+n}\right|;$

所述步骤S5包括如下步骤：

计算第一互相关函数值与所述PN序列的归一化能量E₂(d)：

$\begin{array}{c}{E}_2\left(d\right)=\stackrel{P+M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}|E_1(d+m\·N)\·P{N}_m|\\ =\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|E_1(d+m\·N)\right|\·\left|{\mathrm{PN}}_m\right|\\ =\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_1(d+m\·N)\end{array};$

在步骤S6之后，还包括如下步骤：

设置帧同步门限值Thr和相关峰窗口；

计算相关判决函数J(d)：

$J\left(d\right)=\frac{C_2\left(d\right)}{E_2\left(d\right)};$

判断相关判决函数是否大于帧同步门限值Thr，若是，则开设所述相关峰窗口，并在所述相关峰窗口内，将所述相关判决函数J(d)取得最大值的位置判断为帧同步的位置。

在一个实施例中，

所述相关峰窗口根据实际电力线环境中多径信道的最大长度来确定。

在一个实施例中，

所述前导参考相位值为或者的整数倍。

本发明还提供了一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步装置，包括：

第一处理单元，对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列；

第二处理单元，分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列；

第三处理单元，计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值；

第四处理单元，根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成，其中，+1的个数与正前导符号的个数相同，-1的个数与负前导符号的个数相同；

第五处理单元，间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值；；

第六处理单元，根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。

在一个实施例中，

所述第六处理单元还用于：

设置帧同步门限值和相关峰窗口；

计算所述第二互相关函数值的归一化能量；

计算所述第二互相关函数值与所述归一化能量的比值作为相关判决函数值；

根据所述相关判决函数值相对帧同步门限值的大小，在所述相关峰窗口内，判断帧同步的位置。

本发明与现有技术相比的有益效果是：本发明通过采用特殊的本地相关算法与PN序列的二次相关算法相结合的方案，以适应宽带电力线载波通信系统的复杂电力线多径信道环境，实现OFDM系统地准确帧同步，进而准确地估计符号起始位置，以确定FFT起始窗位置，保证接收端进行正确解码，从而有效地辅助OFDM数据的可靠接收。

该方案还具有实现简单，计算量小，仅仅采用加法而无需复杂的乘法和除法运算，而且性能优异、可靠性强的优点。

附图说明

图1是本发明一种具体实施例的帧同步方法的一种具体实施方式的流程图；

图2是本发明一种具体实施例中OFDM系统载波屏蔽中有效子载波和虚拟子载波映射的示意图；

图3是一种具体实施例的前导符号数据结构示意图；

图4a是传统的采用普通的本地相关算法的帧同步方法在高斯白噪声为0dB情况下的性能示意图；

图4b是传统的采用普通的延迟相关算法的帧同步方法在高斯白噪声为0dB情况下的性能示意图；

图4c是本发明一种实施例的帧同步方法在高斯白噪声为0dB情况下的性能示意图；

图5a是传统的采用普通的本地相关算法的帧同步方法在高斯白噪声为-12dB情况下的性能示意图；

图5b是传统的采用普通的延迟相关算法的帧同步方法在高斯白噪声为-12dB情况下的性能示意图；

图5c是本发明一种实施例的帧同步方法在高斯白噪声为-12dB情况下的性能示意图；

图6a是传统的采用普通的本地相关算法的帧同步方法在某电力线信道环境下加高斯白噪声(SNR)为-8dB情况下的性能示意图；

图6b是传统的采用普通的延迟相关算法的帧同步方法在某电力线信道环境下加高斯白噪声为-8dB情况下的性能示意图；

图6c是本发明一种实施例的帧同步方法在某电力线信道环境下加高斯白噪声为-8dB情况下的性能示意图。

标号说明：

W1有效子载波，W2无效子载波。

具体实施方式

下面对照附图并结合优选的实施方式对本发明作进一步说明。

如图1所示，本发明的具体实施方式提供一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法，实现系统接收端的符号同步。

本实施案例采用的系统参数定义如下表所示：

表1 OFDM宽带电力线载波通信系统参数

指标	取值
		工作频率(MHz)	1.95～30
OFDM子载波数N	384
		有效子载波数NV	144
虚拟子载波数NU	240
		子载波间隔Δf	195.3125kHz

本优选实施例具体包括以下步骤：

步骤S1、对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列。可以包括如下步骤：

S11、基于前导参考相位和载波屏蔽表，计算各个频域子信道的符号映射数据。

首先，根据表1定义的OFDM系统的子载波总数N为384，且有效子载波序号k从10～153上的前导参考相位值如表2所示。

表2 前导参考相位表

优选地，本实施案例将参考相位选为的整数倍，从而简化计算，节省计算量；

其次，根据图2的OFDM子载波频蔽的定义，从而定义系统的载波屏蔽表T_k＝0或者1，即

$T_k=\left\{\begin{array}{cc}1,& 10\≤k\≤153;\\ 0,& 0\≤k\≤\mathrm{9,154}\≤k\≤383;\end{array}\right.$

接着，基于前导参考相位值和载波屏蔽表，计算OFDM符号各个子载波上的频域映射数据X(k)，具体包括

实质上，在确定了有效子载波个数和无效子载波个数的情况下，具体有效子载波的分布式是随意的，也就是说不同的分布并不会影响后续步骤的计算，不影响帧同步的判断。

步骤S12、对频域符号映射数据做IFFT快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列，即

$x\left(n\right)=\mathrm{real}\left\{\mathrm{IFFT}\right[X\left(k\right)\left]\right\}=\mathrm{real}\left\{\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}\right\},0\≤n\≤N-1$

其中，x(n)表示本地时域OFDM符号序列。IFFT[·]表示快速傅立叶反变换操作函数。real[·]表示对复数信号取实部操作函数。

S2，分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列，并存储该序列：

$x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)=\mathrm{sign}\left[x\left(n\right)\right]=\left\{\begin{array}{c}+1,x\left(n\right)\&GreaterEqual;0\\ -1,x\left(n\right)<0\end{array}\right.,0\&le;n\&le;384-1;$

其中，x^sign(n)表示本地存储的OFDM符号位序列，由正负1构成；而sign[·]表示取符号函数。

S3，计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值。可以包括如下步骤：

步骤S31、计算接收信号与本地存储符号位序列的第一互相关函数C₁(d)：

$C_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{384-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{d+n}\&CenterDot;x^{\mathrm{sign}}\left(n\right);$

基于该函数计算得到的值即为第一互相关函数值；r_d+n表示接收信号。

优选地，所述步骤S31中的乘法运算可以优化为仅仅进行加法运算，因为x^sign(n)是仅为正负1的数据；

步骤S32、计算第一互相关函数的归一化能量E₁(d)：

$E_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{384-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|r_{d+n}\&CenterDot;x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)|;$

E₁(d)可以进一步简化：

$E_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{384-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|r_{d+n}\&CenterDot;x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)|=\underset{n=0}{\overset{384-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|r_{d+n}\right|\&CenterDot;\left|x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)\right|=\underset{n=0}{\overset{384-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|r_{d+n}\right|.$

上面所述公式也仅仅涉及到取绝对值和加法操作。

优选地，所述步骤S32所计算的归一化能量函数采用绝对值操作代替通常的平方操作，进一步简化计算，节省乘法运算量。

S4，根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成，其中，+1的个数与正前导符号的个数相同，-1的个数与负前导符号的个数相同。

步骤S41、根据图3所示的前导符号结构，定义前导符号为P(P＝7)个正前导符号SYNCP与M(M＝2)个负前导符号SYNCM构成；且SYNCP和SYNCM分别定义为：

SYNCP＝x(n)＝real{IFFT[X(k)]}

SYNCM＝-SYNCP

步骤S42、根据前导符号数据构成，提取前导符号伪随机PN序列，即

其中，PN序列是由7个+1和2个－1构成的符号序列。也就是说，当前导符号确定的情况下，PN序列的长度是确定的。但是，PN序列中，+1和-1的顺序可以是任意的，不同的顺序不会影响后续步骤的计算，不影响帧同步的判断。

S5，间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值。可以包括如下步骤：

步骤S51、每间隔一个OFDM符号数据长度N(本实施例中为384)，计算第一互相关函数值与PN序列的第二互相关函数C₂(d)：

$C_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{7+2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[C_1(d+m\&CenterDot;384)\&CenterDot;{\mathrm{PN}}_m]$

基于该第二互相关函数C₂(d)计算得到的值即为第二互相关函数值；

步骤S52、计算第二互相关函数C₂(d)的归一化能量E₂(d)：

$E_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{7+2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|E_1(d+m\&CenterDot;384)\&CenterDot;{\mathrm{PN}}_m|.$

E₂(d)可以进一步简化：

$\begin{array}{c}{E}_2\left(d\right)=\stackrel{7+2-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\&Sigma;}}}|E_1(d+m\&CenterDot;384)\&CenterDot;P{N}_m|\\ =\underset{m=0}{\overset{7+2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|E_1(d+m\&CenterDot;384)\right|\&CenterDot;\left|{\mathrm{PN}}_m\right|\\ =\underset{m=0}{\overset{7+2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{E}_1(d+m\&CenterDot;384)\end{array}.$

S6，根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。可以包括如下步骤：

步骤S61、设计归一化的相关判决函数J(d)：

$J\left(d\right)=\frac{C_2\left(d\right)}{E_2\left(d\right)};$

步骤S62、设置合理的帧同步门限值，并开设一个相关峰窗口，利用第二互相关函数值和相关判决函数，判断帧同步的准确位置，完成系统的帧同步功能。可以包括如下步骤：

步骤S621：设置合理的相关判决门限(帧同步门限值)Thr，该门限通常根据噪声相关峰的情况来设计，本实施例中采用0.1；

步骤S622：设计合理的相关峰窗口；

相关峰窗口根据实际电力线环境中多径信道的最大长度来确定，通常宽带电力线环境中多径长度在1us以内，因此，设计相关峰窗口为1us。

步骤S623：利用相关判决函数，判断相关峰值的出现位置，即：

$J\left(d\right)=\frac{C_2\left(d\right)}{E_2\left(d\right)}>\mathrm{Thr}$

步骤S624：判断相关判决函数J(d)的值是否大于Thr，若是，则开设相关峰窗口，并在相关峰窗口内，寻找相关判决函数J(d)取得最大值的位置，该最大值位置即为帧同步的位置。

优选地，步骤S623中判决并不需要采用除法操作，而通过变换，用乘法来代替除法，采用下面的不等式来判决，即：

C₂(d)＞Thr·E₂(d)。

以上就是完整的基于OFDM调制的宽带电力线载波通信系统的帧同步步骤。为了进一步展示本发明方法的性能，本实施案例进一步建模了电力线多径信道进行仿真，在仿真中采用如下表3所示的电力线多径信道模型以及加性高斯白噪声(AWGN)。

表3 电力线多径信道模型

抽头	幅度(dB)	延时(us)
			1	-38.2	0
2	-38.2	0.04
			3	-38.2	0.08
4	-38.2	0.12
			5	-38.2	0.16
6	-38.2	0.2
			7	-38.2	0.24
8	-32.1	0.28
			9	-28.6	0.32
10	-26.1	0.36
			11	-21.3	0.4
12	-12.6	0.44
			13	-0.5	0.48
14	-4.9	0.52
			15	-14.1	0.56
16	-12.6	0.6
			17	-4	0.64

18	-13.1	0.68
			19	-26.1	0.72
20	-24.2	0.76
			21	-14.6	0.8
22	-28.6	0.84
			23	-28.6	0.92
24	-26.1	0.96
			25	-32.1	1

通过建模，首先仿真各种不同的帧同步算法在高斯白噪声为0dB情况下其相关性能曲线。从图4a可以看出，普通的本地相关算法在0dB情况下相关峰值非常明显，其判决门限为0.25，通过判断首次负峰值可以确定帧同步的准确位置；而图4b为普通的延迟相关算法在0dB情况下相关峰曲线，该曲线会出现正峰值平台，通过判断相关峰最小值的位置来确定帧同步的准确位置，其判决门限也是0.25，在0dB情况下，其仍然能够准确的判断帧同步的位置；而图4c则为本发明方法在0dB情况下相关峰曲线，其底噪明显比较小，判决门限仅仅为0.1，而相关峰却非常明显。本发明方法通过判断相关峰的最大值的位置来确定帧同步的准确位置，从图4c可以看出，本方法在0dB情况下相关峰是非常明显的。

接着，仿真各种不同的帧同步算法在高斯白噪声为-12dB情况下其相关性能曲线，该信噪比环境是非常恶劣的。从图5a可以看出，普通的本地相关算法在-12dB情况下相关峰几乎都淹没在噪声当中(其判决门限为0.25)，根本无法判断帧同步的位置；而图5b为普通的延迟相关算法在-12dB情况下相关峰曲线，从该曲线可以看出，其完全没有相关峰，噪声完全将其相关峰掩盖的无影无踪，在如此恶劣情况下自然无法判断帧同步的位置；而图5c则为本发明方法在-12dB情况下相关峰曲线，其判决门限为0.1，从该曲线可以看出，本发明方法的最大相关峰仍然非常明显，通过判断相关峰的最大值及其位置可以非常准确地推断帧同步的准确位置。由此可见，本发明方法在高斯白噪声为-12dB的恶劣环境下其性能优势非常明显，充分体现了本发明方法的优越性。

为了进一步验证本发明方法的性能，本实施案例建模了某宽带电力线信道环境正如表3所示。在该电力线信道环境下添加高斯白噪声为-8dB，在这种情况下，该仿真环境也是同样非常恶劣的。从图6a可以看出，普通的本地相关算法的相关峰受到了环境的严重影响，其相关峰与噪声基本相当，根本无法从相关峰的正负变化中找到帧同步的位置；而图6b为普通的延迟相关算法该信道环境情况下相关峰曲线，从该曲线可以看出，其相关峰曲线受到的干扰更为严重，从曲线中完全没有发现相关峰的影子，噪声已经完全将其相关峰淹没，因此，在如此恶劣情况下自然也无法判断帧同步的位置；而图6c则为本发明方法在该信道环境情况下相关峰曲线，从该曲线可以看出，本发明方法的最大相关峰达到了0.22，远大于其判决门限0.1，所以相关峰值仍然非常明显，通过判断相关峰的最大值及其位置，仍然可以非常准确地推断帧同步的准确位置。再次证明，本发明方法在某宽带电力线信道环境添加高斯白噪声为-8dB的恶劣情况下其仍然可以准确可靠的工作，其性能明显优于普通的本地相关算法和延迟相关算法，再次充分体现了本发明方法的优异性能，可以很好地满足恶劣的宽带电力线环境的应用要求。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1，对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列；

S2，分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列；

S3，计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值；

S4，根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成，其中，+1的个数与正前导符号的个数相同，-1的个数与负前导符号的个数相同；

S5，间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值；

S6，根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。

2.如权利要求1所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于，所述步骤S6包括如下步骤：

设置帧同步门限值和相关峰窗口；

计算所述第二互相关函数值的归一化能量；

计算所述第二互相关函数值与所述归一化能量的比值作为相关判决函数值；

根据所述相关判决函数值相对帧同步门限值的大小，在所述相关峰窗口内，判断帧同步的位置。

3.如权利要求1所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于，所述步骤S1包括：建立前导参考相位表，所述前导参考相位表记录有子载波序号k与对应的前导参考相位值的对应关系；

建立载波屏蔽表T_k：

计算OFDM符号各个子载波上的频域映射数据X(k)：

4.如权利要求1所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于：

所述步骤S3包括如下步骤：

计算接收信号r_d+n与符号位序列x^sign(n)的第一互相关相关函数C₁(d)：

$C_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{d+n}\&CenterDot;x^{\sin g}\left(n\right);$

其中，N代表符号数据长度，r_d+n表示第d+n个时刻的接收信号。

5.如权利要求4所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于：

所述步骤S5包括：

计算第一互相关函数值与所述PN序列的第二相关函数C₂(d)：

$C_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[C_1(d+m\&CenterDot;N)\&CenterDot;{\mathrm{PN}}_m];$

其中，P为正前导符号的个数，M为负前导符号的个数。

6.如权利要求5所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于：

所述步骤S3包括如下步骤：

计算第一互相关相关函数C₁(d)的归一化能量E₁(d)：

$E_1\left(d\right)=\underset{n=0}{\mathrm{\&Sigma;}}|r_{d+n}\&CenterDot;x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)|=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|r_{d+n}\right|\&CenterDot;\left|x^{\mathrm{sign}}\left(n\right)\right|=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|r_{d+n}\right|;$

所述步骤S5包括如下步骤：

计算第一互相关函数值与所述PN序列的归一化能量E₂(d)：

$\begin{array}{c}{E}_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|E_1(d+m\&CenterDot;N)\&CenterDot;{\mathrm{PN}}_m|\\ =\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|E_1(d+m\&CenterDot;N)\right|\&CenterDot;{\mathrm{PN}}_m|\\ =\underset{m=0}{\overset{P+M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{E}_1(d+m\&CenterDot;N)\end{array};$

在步骤S6之后，还包括如下步骤：

设置帧同步门限值Thr和相关峰窗口；

计算相关判决函数J(d)：

$J\left(d\right)=\frac{C_2\left(d\right)}{E_2\left(d\right)};$

判断相关判决函数是否大于帧同步门限值Thr，若是，则开设所述相关峰窗口，并在所述相关峰窗口内，将所述相关判决函数J(d)取得最大值的位置判断为帧同步的位置。

7.如权利要求6所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于：所述相关峰窗口根据实际电力线环境中多径信道的最大长度来确定。

8.如权利要求3所述的电力线载波通信系统的帧同步方法，其特征在于：所述前导参考相位值为或者的整数倍。

9.一种基于OFDM调制的电力线载波通信系统的帧同步装置，其特征是，包括：

第一处理单元，对各个频域子信道的频域符号映射数据做快速傅立叶反变换，并取实部信息，得到本地的时域OFDM符号序列；

第二处理单元，分别对本地的时域OFDM符号序列取符号位操作，得到一组由+1和-1组成的本地的符号位序列；

第三处理单元，计算本地的符号位序列与接收信号的相关性，得到第一互相关函数值；

第四处理单元，根据前导符号确定PN序列，所述PN序列由+1和-1组成，其中，+1的个数与正前导符号的个数相同，-1的个数与负前导符号的个数相同；

第五处理单元，间隔一个OFDM符号数据长度，计算第一互相关函数值与PN序列的相关性，得到第二互相关函数值；；

第六处理单元，根据所述第二互相关函数值，判断帧同步的位置。

10.如权利要求9所述的电力线载波通信系统的帧同步装置，其特征在于，所述第六处理单元还用于：

设置帧同步门限值和相关峰窗口；

计算所述第二互相关函数值的归一化能量；

计算所述第二互相关函数值与所述归一化能量的比值作为相关判决函数值；

根据所述相关判决函数值相对帧同步门限值的大小，在所述相关峰窗口内，判断帧同步的位置。