CN104753479A

CN104753479A - 射频功率放大器电路及射频发射机

Info

Publication number: CN104753479A
Application number: CN201510101556.4A
Authority: CN
Inventors: 刘瑞金; 张旭; 潘松; 张晓诗
Original assignee: Shanghai Hair Group Integated Circuit Co Ltd
Current assignee: Shanghai Hair Group Integated Circuit Co Ltd; Shanghai Haier Integrated Circuit Co Ltd
Priority date: 2015-03-09
Filing date: 2015-03-09
Publication date: 2015-07-01
Anticipated expiration: 2035-03-09
Also published as: CN104753479B

Abstract

射频功率放大器电路及射频发射机，所述射频功率放大器电路包括：可变电流源、负载电路以及功率放大器，其中：所述可变电流源与所述负载电路耦接；所述负载电路包括第一电阻、第二电阻、非线性器件以及第一稳压二极管，第一电阻的第一端与所述可变电流源的输出端耦接，第二端与第一稳压二极管的阳极耦接；第二电阻的第一端与可变电流源的输出端耦接，第二端与非线性器件的第一端耦接；非线性器件的第二端与第一稳压二极管的阳极耦接；第一稳压二极管的阴极与地耦接；功率放大器，第一输入端与负载电路的输出端耦接，第二输入端输入待发送的射频信号。所述方案可以减缓功率放大器的输入电压变化速度，从而减少功率放大器开关过程中的频谱泄露。

Description

射频功率放大器电路及射频发射机

技术领域

本发明涉及射频通信领域，尤其涉及一种射频功率放大器电路及射频发射机。

背景技术

在现代的无线射频通信技术中，功率放大器(Power Amplifier，PA)是把要发射的信号进行功率放大的器件，是射频发射机中必不可少的器件。功率放大器在启动或者关闭的过程中，如果功率变化速度过快，功率放大器的发射频谱上会出现其他频点的干扰信号，从而影响其他设备的正常运行，降低整个通信系统的性能。

参照图1，给出了现有的一种功率放大器输入端负载电路的结构示意图，包括一个可变电流源以及一个负载电阻R₁。可变电流源的输出电流经过负载电阻R₁后，得到功率放大器的功率控制模拟信号的电压Vramp如图2所示。图2中，t0～t1时刻，功率放大器开启，可变电流源的输出电流值逐渐增大，Vramp逐渐上升。在t2～t3时刻，功率放大器关闭，可变电流源的输出电流值逐渐减小，Vramp逐渐降低。从图2中可以得知，通过采用可变电流源逐渐增加输出电流值，可以使得功率放大器的输入端电压升高变得缓慢，从而可以有效地改善功率放大器的频谱。

但是，从图2中可以得知，虽然Vramp整体上实现了缓变，但是Vramp的变化速度仍然较快，导致功率放大器的开启和关闭速度较快，从而存在频谱泄露的情况。

发明内容

本发明实施例解决的问题是通过减缓功率放大器的功率控制模拟信号的电压Vramp变化速度，使得功率放大器的输出功率缓慢变化，从而减少频谱泄露。

为解决上述问题，本发明实施例提供一种射频功率放大器电路，包括：可变电流源、负载电路以及功率放大器，其中：

所述可变电流源，与所述负载电路耦接，适于向所述负载电路输出电流；

所述负载电路，包括：第一电阻、第二电阻、非线性器件以及第一稳压二极管，所述第一电阻的第一端与所述可变电流源的输出端耦接，第二端与所述第一稳压二极管的阳极耦接；所述第二电阻的第一端与所述可变电流源的输出端耦接，第二端与所述非线性器件的第一端耦接；所述非线性器件的第二端与所述第一稳压二极管的阳极耦接；所述第一稳压二极管的阴极与地耦接；所述第二电阻的阻值小于所述第一电阻的阻值；

所述功率放大器，第一输入端与所述负载电路的输出端耦接，第二输入端输入待发送的射频信号。

可选的，所述负载电路还包括：电容器件，所述电容器件的第一端与所述第二电阻的第一端耦接，第二端与地耦接。

可选的，所述非线性器件为第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极与漏极与所述第二电阻的第二端耦接，源极与所述第一稳压二极管的阳极耦接。

可选的，所述非线性器件为第二稳压二极管，所述第二稳压二极管的阳极与所述第二电阻的第一端耦接，阴极与所述第一稳压二极管的阳极耦接。

可选的，所述可变电流源为电流型数模转换器。

可选的，所述功率放大器包括：第一电感、第二NMOS管以及第三NMOS管，其中：

所述第一电感的第一端与预设电压源耦接，第二端与所述第二NMOS管的漏极耦接；

所述第二NMOS管，栅极与所述负载电路输出端耦接，源极与所述第三NMOS管的漏极耦接；

所述第三NMOS管，栅极与所述功率放大器的第二输入端耦接，源极与地耦接。

本发明实施例还提供了一种射频发射机，包括上述任一种所述的射频功率放大器电路、匹配网络以及天线，其中：所述匹配网络，第一端与所述功率放大器的输出端耦接，第二端与所述天线耦接。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下优点：

可变电流源向负载电路输出不同电流值的电流，负载电路上产生对应的不同电压值。负载电路中的第二电阻与非线性器件串联后，再与第一电阻并联，输入到功率放大器的电压等于第二电阻上的压降、非线性器件上的压降以及第一稳压二极管上的压降之和。当非线性器件上的电流增加时，非线性器件对应的电压并不随电流的增加而线性变化，非线性器件上的电压的变化幅度小于流经的电流值的变化幅度，因此可以减缓输入到功率放大器的电压变化速度，使得功率放大器的输出功率缓慢变化，从而减少频谱泄露。

进一步，第二电阻的第一端与电容器件的第一端耦接，电容器件的第二端与地耦接。在可变电流源的输出电流值发生突变时，利用电容器件的充放电效应，可以有效地避免功率放大器的驱动电压发生突变，进而避免因驱动电压突变而导致的功率放大器频谱泄露。

附图说明

图1是现有的一种功率放大器输入端的结构示意图；

图2是现有的功率放大器的输入电压的变化示意图；

图3是本发明实施例中的一种射频功率放大器电路的结构示意图；

图4是本发明实施例中的另一种射频功率放大器电路的结构示意图；

图5是本发明实施例中的一种射频功率放大器对应的输入电压的变化示意图；

图6是本发明实施例中的一种射频发射机的结构示意图。

具体实施方式

采用现有的功率放大器输入端负载电路，虽然功率控制模拟信号的电压Vramp整体上实现了缓变，但是Vramp的变化速度仍然较快，导致功率放大器的开启和关闭速度较快，从而存在频谱泄露的情况。

在本发明实施例中，可变电流源向负载电路输出不同电流值的电流，负载电路上产生对应的不同电压值。负载电路中的第二电阻与非线性器件串联后，再与第一电阻并联，输入到功率放大器的功率控制模拟信号的电压等于第二电阻上的压降、非线性器件上的压降以及第一稳压二极管上的压降之和。当非线性器件上的电流增加时，非线性器件对应的电压并不随电流的增加而线性变化，非线性器件上的电压的变化幅度小于流经的电流值的变化幅度，因此可以减缓输入到功率放大器的功率控制模拟信号的电压变化速度，使得功率放大器的输出功率缓慢变化，从而减少频谱泄露。

为使本发明实施例的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

参照图3，本发明实施例提供了一种射频功率放大器电路，包括：可变电流源301、负载电路302以及功率放大器303，其中：

可变电流源301的输出端与负载电路302耦接，适于向负载电路302输出不同电流值的电流。功率放大器303的第一输入端与负载电路302的输出端耦接。通过可变电流源301输出不同电流值的电流，在经过负载电路302后，生成对应的功率控制模拟信号，功率控制模拟信号的电压值为Vramp，且Vramp与可变电流源301的输出电流值相关，将功率控制模拟信号通过负载电路输出端输入到功率放大器303的第一输入端，功率放大器303在接收到功率控制模拟信号后，对第二输入端输入的待发送的射频信号RF Sig进行相应的功率放大操作。

在本发明实施例中，可变电流源301可以为电流型数模转换器(Idac)，电流型Idac可以包括多个输入端和一个输出端。多个输入端输入的信号不同，对应的输出电流值可以不同。可变电流源301的输出电流值可以与输入端输入的信号一一对应，通过控制多个输入端输入的信号，进而可以控制电流型Idac的输出电流值。

例如，电流型Idac包括8个输入端，每个输入端输入信号“1”或信号“0”，当8个输入端的输入信号均为“1”时，电流型Idac的输出电流值最大；当8个输入端的输入信号均为“0”时，电流型Idac的输出电流值最小。又如，当8个输入端的输入信号均为“1”时，电流型Idac的输出电流值最小；当8个输入端的输入信号均为“0”时，电流型Idac的输出电流值最大。

在本发明实施例中，负载电路302可以包括：第一电阻R1、第二电阻R2、非线性器件3023以及第一稳压二极管D1，其中：

第一电阻R1，第一端与可变电流源301的输出端耦接，第二端与第一稳压二极管D1的阳极耦接，第一稳压二极管D1的阴极与地耦接。

第二电阻R2，第一端与可变电流源301的输出端耦接，第二端与非线性器件3023的第一端耦接，非线性器件3023的第二端与第一稳压二极管D1的阳极耦接。即第二电阻R2与非线性器件3023串联后，再与第一电阻R1并联。

负载电路302的输出端可以为第二电阻R2的第一端，在负载电路302处于导通状态时，输入到功率放大器303的功率控制模拟信号的电压值为：

Vramp＝V₁+V_diode1＝V₂+V₃+V_diode1； (1)

式(1)中，Vramp为输入到功率放大器303的功率控制模拟信号的电压值，V₁为第一电阻R1上的压降，V₁＝R₁×I₁，R₁为第一电阻R1的阻值，I₁为流经第一电阻R1的电流值，V_diode1为第一稳压二极管D1的导通电压，V₂为第二电阻上的压降，V₂＝R₂×I₂，R₂为第二电阻的阻值，I₂为流经第二电阻的电流值，V₃为非线性器件上的压降。

在本发明实施例中，第一电阻R1可以为阻值较大的电阻，第二电阻R2可以为阻值较小的电阻。例如，在本发明一实施例中，第一电阻R1的阻值为20K欧姆，第二电阻R2的阻值为10K欧姆。在实际应用中，可以根据实际的应用场景来选择第一电阻R1和第二电阻R2的阻值，只要满足第一电阻R1的阻值大于第二电阻R2的阻值即可，此处不做赘述。

在本发明实施例中，非线性器件3023可以是指：流经的电流变化速率大于对应压降变化速率的器件，即：在输入到非线性器件3023的电流发生变换时，非线性器件3023对应的压降的变换速率小于电流变化的速率。

例如，非线性器件3023为稳压二极管，根据稳压二极管的特性可知，在流经稳压二极管的电流处于一定的范围内时，稳压二极管上的压降可以近似于稳定。即：在电流值处于一定范围时，稳压二极管上的压降并不随流经的电流值的变化而变化。也就是说，在流经第二电阻R2与稳压二极管的电流变化时，第二电阻R2与稳压二极管上的压降变化幅度小于电流的变化幅度。因此，采用非线性器件3023可以减缓输入到功率放大器的功率控制模拟信号的电压变化速度，使得功率放大器的输出功率缓慢变化，从而减少频谱泄露。

在本发明实施例中，可变电流源301的输出电流值可以是离散的，即在不同的时刻，可变电流源301的输出电流值可以不同。例如在t0时刻，可变电流源301的输出电流值为0.01mA；而在t1时刻，可变电流源301的输出电流值突变为0.02mA。在可变电流源301输出电流值突变时，输出电流值的突变会导致第一电阻R1以及第二电阻R2上的电流突变，进而导致第一电阻R1以及第二电阻R2上的压降发生突变。从上文中可知，Vramp＝V₁+V_diode1＝V₂+V₃+V_diode1，在V₁和V₂发生突变时，输入到负载电路的驱动电压也会发生突变。

在本发明实施例中，负载电路还可以包括电容器件C1。电容器件C1的第一端与第二电阻的第一端耦接，第二端与地耦接。在可变电流源的输出电流值发生突变时，利用电容器件C1的充放电效应，可以有效地避免Vramp发生突变，因此可以避免Vramp发生突变而导致功率放大器的功率发生突变，更进一步地减少功率放大器频谱泄露。

在本发明实施例中，非线性器件3023可以是MOS管，也可以是稳压二极管，还可以是其他类型的非线性元器件或装置，只要满足电压值随电流值的变化并不是线性关系即可，此处不做赘述。

在本发明一实施例中，参照图4，给出了本发明实施例中的一种射频功率放大器结构示意图。非线性器件3023为第一NMOS管M1，第一NMOS管M1的栅极与漏极与第二电阻R2的第二端耦接，源极与第一稳压二极管D1的阳极耦接。

在本发明另一实施例中，参照图4，功率放大器303包括：第一电感L1、第二NMOS管M2以及第三NMOS管M3，其中：

第一电感L1的第一端与预设的电压源VCC耦接，第二端与第二NMOS管M2的漏极耦接。在本发明实施例中，预设的电压源VCC的输出电压值可以为5V，也可以是3V或其他电压值，可以根据实际的应用场景选择对应的电压源及对应的电压值，此处不做赘述。

第二NMOS管M2的栅极与负载电路302的输出端耦接，即第二NMOS管M2的栅极的输入电压为Vramp，第二NMOS管M2的源极与第三NMOS管的漏极耦接。

第三NMOS管M3的栅极与功率放大器303的第二输入端耦接，接收待发送的射频信号RF Sig，源极与地耦接。

可以理解的是，在本发明其他实施例中，功率放大器的结构还可以存在其他的构造形式，并不仅限于本发明上述实施例提供的功率放大器的结构。

下面以图4中提供的负载电路为例，对本发明实施例中的射频功率放大器电路的工作原理进行详细说明。

在实际应用中，通过向可变电流源301发送开启功率放大器的指令，从而开启功率放大器303。可变电流源301在接收到开启功率放大器的指令后，开始输出电流值，且输出电流值逐渐增加。

可变电流源301在未接收到开启功率放大器的指令时不输出电流，或者输出电流值为0。在接收到开启功率放大器303的指令后，可变电流源301的输出电流值增加。

在可变电流源301的输出电流值I_out较小时，流经第一电阻R1的电流值较小，相应地，第一电阻R1上的压降较小。由于第一电阻R1与串联的第二电阻R2以及第一NMOS管M1并联，且第一电阻R1对应的压降不足以使得第一NMOS管M1导通，第一NMOS管M1处于关闭状态。即第二电阻R2与第一NMOS管M1的串联回路处于断路状态，此时，第一电阻R1与第一稳压二极管D1串联。第一稳压二极管D1在接收到可变电流源301的输出电流时导通，由于第一电阻R1上的压降较小，可以忽略不计，因此，输入到功率放大器的Vramp可以近似等于第一稳压二极管D1的导通电压V_diode1。

随着可变电流源的输出电流值I_out增加，第一电阻R1上的压降也随之增加。在第一电阻R1上的压降不足以使得第一NMOS管M1导通时，可变电流源的输出电流全部流经第一电阻R1，此时，输入到功率放大器的Vramp＝I_out×R₁+V_diode1。

随着可变电流源的输出电流值I_out继续增加，第一电阻R1上的压降也随之增加，当第一电阻R1上的压降使得第一NMOS管M1导通时，第一电阻R1与串联的第二电阻R2以及第一NMOS管M1形成并联回路。由于第一电阻R1的阻值大于第二电阻R2的阻值，由并联电路的特性可知，流经第一电阻R1的电流值小于流经第二电阻R2的电流值。

在第一NMOS管M1导通后，流经第一NMOS管M1的电流值与第一NMOS管M1上的电压值(即点A和点B之间的压降)的关系为：

I＝(1/2)×Un×Cox×(W/L)×(Vgs-Vth)²； (2)

其中，Un为电子的迁移速率，Cox为单位面积栅氧化层电容，W/L为宽长比，Vgs-Vth为过驱动电压。从式(2)中可以得知，流经第一NMOS管M1的电流值增加X²倍时，第一NMOS管M1对应的过驱动电压增加X倍。

而若采用纯电阻电路替代第一NMOS管M1时，流经纯电阻电路的电流值增加X²倍时，纯电阻电路上的压降也增加X²倍。由此可见，本发明上述实施例提供的第二电阻R2与第一NMOS管M1的串联电路的电压变化率小于第二电阻R2与纯电阻电路串联所对应的电压变化率。

由于第一电阻R1的阻值大于第二电阻R2的阻值，根据并联电路的特性可知，可变电流源提供的电流主要流经第二电阻R2与第一NMOS管M1的串联支路。由于Vramp＝V₂+V_AB+V_diode1，V_AB为第一NMOS管M1上的电压值，V₂随可变电流源的输出电流值线性变化，V_diode1可以近似为定值，V_AB的增加幅度小于纯电阻电路对应的电压值的增幅，因此，Vramp的变化速率小于纯电阻负载对应的Vramp的变化速率，即可以有效地减缓Vramp的变化速率。

相似地，在关闭功率放大器时，可以向可变电流源发送关闭功率放大器的指令。可变电流源在接收到关闭功率放大器的指令后，逐渐减少输出电流值，直至将输出电流值降为0。

在可变电流源输出电流值足以使得第一NMOS管M1导通时，Vramp＝V₂+V_AB+V_diode1，V_AB的减缓幅度小于流经第一NMOS管M1的电流值的减幅，因此，Vramp的变化速率小于纯电阻负载对应的Vramp的变化速率，即可以有效地减缓Vramp的变化速率。

参照图5，给出了本发明上述实施例提供的射频功率放大器电路的功率控制模拟信号的电压Vramp变化曲线图。

图5中，在t₀～t₁时刻，功率放大器处于开启过程，可变电流源的输出电流值从0开始逐渐增加，相应地，Vramp的值也相应增加。在Vramp小于V0时，功率放大器处于关闭状态，Vramp的变换速率较大。在Vramp处于V0和V1之间时，功率放大器处于缓慢开启状态，功率放大器的输出功率较小，Vramp的变化速率开始变缓。在Vramp处于V1和V2之间时，功率放大器的输出功率增加，功率放大器的Vramp的变化速率变的更加缓慢，直至Vramp达到一个稳定值。

在t₂～t₃时刻，功率放大器处于关闭的过程，可变电流源的输出电流值减少。在Vramp处于V1和V2之间时，功率放大器的输出功率降低，Vramp的变换速率较为缓慢。在Vramp处于V0和V1之间时，Vramp的变换速率加快。在Vramp小于V0时，Vramp迅速降低至0。

即在功率放大器启动过程中，在功率放大器的输出功率逐渐增加时，减缓功率放大器的驱动电压增加幅度。在功率放大器关闭过程中，在功率放大器的输出功率逐渐减少时，减缓功率放大器的驱动电压降低幅度。从而可以大大减少功率放大器在开关过程中引起的频谱泄露。

在本发明实施例中，在非线性器件为第二稳压二极管时，第二稳压二极管的阳极与第二电阻R2的第二端耦接，阴极与第一稳压二极管的阳极耦接。在第二稳压二极管导通时，Vramp＝V₂+V_diode2+V_diode1，V_diode2为第二稳压二极管的导通压降。

从本发明上述实施例中可知，由于第二电阻R2的阻值小于第一电阻的阻值，因此第二电阻上的电流值大于第一电阻R1上的电流值。根据稳压二极管的特性可知，在电流处于一定范围内时，流经稳压二极管的电流增加，稳压二极管阳极和阴极之间的压降几乎不发生变化。

也就是说，第二电阻R2与第二稳压二极管构成的串联电路中，在输入电流变化时，只有第二电阻R2上的压降随之发生线性变化，而第二稳压二极管上的压降却保持不变。在串联电路中输入的电流变化时，串联电路两端的压降的变化速率小于纯电阻电路对应的电压变化速率。

这是因为：设定当前时刻Vramp＝V₂+V_diode2+V_diode1，在下一时刻，可变电流源的输出电流值增加至I₃，则Vramp＝I₃×R₂+V_diode2+V_diode1。将第二稳压二极管采用一个纯电阻器件R2'替代，则当前时刻下R₂'＝V_diode2/I₂。在下一时刻，Vramp＝I₃×R₂+I₃×R₂'+V_diode1。由于I₃×R₂'＞I₂×R₂'＝V_diode2，因此，从上述分析中可以得知，采用第二稳压二极管时，串联电路的电压变化速率小于纯电阻电路的电压变化速率。

由此可见，可变电流源向负载电路输出不同电流值的电流，负载电路上产生对应的不同电压值。负载电路中的第二电阻与非线性器件串联后，再与第一电阻并联，输入到功率放大器的功率控制模拟信号的电压等于第二电阻上的压降、非线性器件上的压降以及第一稳压二极管上的压降之和。当非线性器件上的电流增加时，非线性器件对应的电压并不随电流的增加而线性变化，非线性器件上的电压的变化幅度小于流经的电流值的变化幅度，因此可以减缓输入到功率放大器的功率控制模拟信号的电压变化速度，使得功率放大器的输出功率缓慢变化，从而减少频谱泄露。

参照图6，本发明实施例还提供了一种射频发射机，包括本发明上述实施例提供的射频放大器电路、匹配网络304以及天线，其中：

匹配网络304，第一端与功率放大器303的输出端耦接，第二端与天线耦接。

在本发明一实施例中，匹配网络304的第一端与射频放大器电路中的功率放大器303中的第二NMOS管M2的漏极耦接。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种射频功率放大器电路，其特征在于，包括：可变电流源、负载电路以及功率放大器，其中：

2.如权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述负载电路还包括：电容器件，所述电容器件的第一端与所述第二电阻的第一端耦接，第二端与地耦接。

3.如权利要求2所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述非线性器件为第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极与漏极与所述第二电阻的第二端耦接，源极与所述第一稳压二极管的阳极耦接。

4.如权利要求2所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述非线性器件为第二稳压二极管，所述第二稳压二极管的阳极与所述第二电阻的第一端耦接，阴极与所述第一稳压二极管的阳极耦接。

5.如权利要求2所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述可变电流源为电流型数模转换器。

6.如权利要求2所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述功率放大器包括：第一电感、第二NMOS管以及第三NMOS管，其中：

7.一种射频发射机，其特征在于，包括如权利要求1-6任一项所述的射频功率放大器电路、匹配网络以及天线，其中：

所述匹配网络，第一端与所述功率放大器的输出端耦接，第二端与所述天线耦接。