CN1623274A - 射频输出功率控制 - Google Patents

Abstract

描述了一种包括功率控制回路(12)的射频功率放大器电路(10)。功率控制回路(12)包括一个具有功率控制输入端(34)和电源输入端(36)的射频功率放大器(22)以及耦合在功率放大器(22)的功率控制输入端(34)与电源输入端(36)之间的至少一个反馈路径。该反馈路径包括至少一个可变回路元件(18)，该可变回路元件具有被配置来减小控制回路参数的变化的控制端子(46)。

Description

射频输出功率控制

发明背景

技术领域

本发明涉及射频(R.F.)输出功率控制并且更特别涉及一种包括一个功率控制回路的射频功率放大器电路，所述功率控制回路包括一个射频功率放大器。本发明还涉及一种控制射频功率放大器的输出功率的方法。

背景技术

象无线通信设备这样的现代射频应用需要一种有效的射频输出功率控制，例如来保证高传输质量以及将输出信号波动保持在由各种标准所定义的限度之内。

典型地，射频输出功率控制涉及一个含有射频功率放大器的功率控制回路、一个用于检测射频功率放大器的输出功率的检测器设备以及一个误差放大器。例如可以在US5,378,996中看到这种射频功率控制回路。

从US5,378,996中获知的功率放大器具有控制输入端、信号输入端、射频功率输出端以及检测器输出端。由一个检测器设备来提供在检测器输出端的检测器信号，所述检测器设备所采用的形式是耦合在功率放大器的射频功率输出端与检测器输出端之间的检测器二极管。检测器输出端耦合到误差放大器的负输入端，而误差放大器的一个输出端连接到功率放大器的控制输入端。因此，功率放大器、检测器和误差放大器形成一个具有负反馈的功率控制回路。误差放大器还具有一个正输入端，一个基准信号施加到该正输入端。

US5,378,996所描述的射频输出功率控制是基于射频输出功率的测量的。不过，原则上，射频输出功率控制也可以基于射频功率放大器电流的测量，也就是基于射频功率放大器的功率或电流消耗。

在2002年1月21日的“electronic design(电子设计)”中第38、40页的Ashok Bindra的文章“Smart biasing keeps R.F.poweramplifier on track”中描述了基于射频功率放大器电流的测量的射频输出功率控制。在这篇文章中，描述了调节和控制射频功率放大器的输出功率的单片控制器。

所述控制器是一种闭合回路解决方案的一部分，该闭合回路解决方案允许以实时模式来校准射频功率放大器的控制极偏压(gatebias voltage)。图1a描述了包含所述已知控制器的射频功率放大器电路的一个示意框图。从图1a中显而易见的是，射频功率放大器电路10包括一个功率控制回路12和一个信号提供分支14。所述功率控制回路12包括一个射频功率放大器22、一个采用电阻器24形式的电流读出元件、采用比较器16形式的检测器和一个滤波器18。

电阻器24用于读出射频功率放大器22的漏电流。该漏电流被转换成为一个电压，该电压与来自信号提供分支14的外部电压基准一起被馈给比较器16。比较器16的输出信号由滤波器18滤波并且已滤波的信号被用于控制射频功率放大器22的控制极偏压。

为了应付影响射频功率放大器22的效率和线性的温度漂移以及老化，在信号提供分支14与比较器16之间的功率控制回路12外部提供一个控制输入端14’。利用施加到控制输入端14’的控制信号，就能够控制功率放大器22的输出功率P_OUT。

脱离考虑射频功率放大器电流的射频输出功率控制方案，需要一种允许健壮实现功率控制方案的射频功率放大器电路。还需要一种控制这种射频功率放大器电路的射频功率放大器的方法。

发明内容

根据本发明，提供了一种射频功率放大器电路，该电路包括一个含有射频功率放大器的功率控制回路，该射频功率放大器包含一个功率控制输入端和一个电源输入端，并且该功率控制回路还包括至少一个耦合在所述功率放大器的功率控制输入端和电源输入端之间的可变回路元件，该至少一个可变回路元件具有一个被配置来减小控制回路参数变化的控制输入端。

所述可变回路元件的控制输入端从而使得能够通过考虑表征功率放大器的电流消耗的一个反馈信号来实际上控制所述控制回路。该控制回路的这个控制优选地是针对通过获得一个稳定状态来间接控制输出功率，而现有技术解决方案针对改变这种稳定状态。所述可变回路元件可以是一个能够被连续或者逐步调谐的元件。可以对布置在反馈路径中的可变回路元件的特性进行控制，以便像回路阻尼因子(damping factor)或者固有回路频率这样的动态回路参数的变化被减小并且理想地被完全补偿。

因此，首先建议将输出功率控制基于表征功率放大器电流的一个反馈信号，其次通过在反馈路径中提供一个或多个可变回路元件来减小回路参数变化，这些回路参数变化中的多数对于这样一个反馈机制来说是特定的。可变回路元件可以被有源或无源地控制，例如以便使该控制回路参数成为线性化的或者稳定的。

减小的控制回路参数变化带来更健壮的输出功率控制。此外，特别是在要被操作在多个频带中的功率放大器电路的情况下，需要例如用于功率-时间-模板校准的校准时间可以被减少。

可变回路元件可以通过一个容易地在功率放大器电路可获得的信号来直接或者在信号转换之后进行控制，并且最好是通过一个与输出功率控制有关的信号来控制，比如通过馈送到功率控制回路的外部提供的参考功率控制信号，或者是在功率控制回路内产生的功率控制信号来控制。此外或者作为选择，通过一个像偏移信号这样的专用控制信号可以控制可变回路元件。优选地，可变回路元件被配置，以便它同时被一个与输出功率控制相关的、容易地可获得的信号以及与输出功率控制相关的信号和一个专用控制信号所控制。

可变回路元件具有一个控制输入端，一个专用控制信号和/或一个容易地可获得的、但是如果需要的话则另外被处理的控制信号可以馈送到所述控制输入端。这个控制输入端允许例如连续或者离散地调谐可变回路元件。特别地，控制输入端允许通过将控制输入端例如耦合到功率放大器的功率控制输入端和电源输入端之间的(外部)反馈路径的一个特定节点来产生一个另外的(内部)反馈路径(也就是用于可变回路元件的内部控制回路)。替代地，可以通过将可变回路元件的控制输入端耦合到外部反馈路径外部的一个节点来产生所述内部反馈路径。例如，所述控制输入端可以耦合到功率控制回路的一个信号提供分支。利用所述内部控制回路，从功率控制回路或者信号提供分支所分出的一个反馈信号因此可以被直接或者在信号转换之后馈送到可变回路元件的控制输入端。

可变回路元件的控制输入端可以耦合到一个信号转换器，该信号转换器可被安排在内部反馈路径中并且可以包括滤波器电路、乘法器、电平移动器、缓冲器、限幅器、查找表和电压或电流源中的至少一个。优选地，信号转换器把转换器输入信号转换成为经由控制输入端耦合到可变回路元件的转换器输出信号。

转换器输入信号优选地是一个容易可获得的功率控制信号或者从中导出的一个信号。信号转换器可以具有它自己的控制端子，例如功率控制信号或者从中导出的信号被馈送到该控制端子。作为选择，这样一个信号可以被直接耦合到可变回路元件的控制输入端。一个数字控制接口可以耦合到信号转换器的控制端子或者直接耦合到可变回路元件的控制输入端。数字控制接口优选地被安排在内部反馈路径中。

在一个优选实施例中，功率放大器可操作在多个频带中。在这种情况下，可变回路元件可以在每个频带中被不同地控制。优选地执行这样一个单独的控制，以便获得对于所有频带的相同的回路参数。为此，频带特定的控制信号可以被馈送到可变控制元件。用于所有频带的相同的回路参数允许加速校准，这是因为也可以对于剩余的频带使用为一个频带发现的校准值(连同恰当的控制信号)。

控制回路参数的变化是由多个机制所引起的。在输出功率控制是基于表征功率放大器电流的反馈信号的情况下，功率放大器常数的变化是对于回路参数变化的一个主要贡献。功率放大器常数描述功率放大器的电流消耗与控制电压之间的关系。

如果可变回路元件的特性被选择成按照减小功率放大器常数的变化的不利影响的方式来变化和/或按照上述方式被改变，则是有利的。当然，可变回路元件的特性也可以改变或者被改变成使得减小引起回路参数变化的附加影响或者其它影响。

可变回路元件可以是排列在反馈回路中的、只用于减小回路参数变化的专用部件。附加地或者作为选择，诸如滤波器、感测元件或检测器之类的、已经存在于反馈路径中的一个部件可以被配置成使得该部件除了执行其主要任务之外还允许故意减小回路参数变化。

优选地，可变回路元件是由一个像功率控制回路的回路滤波器或者低通滤波器这样的可变滤波器构成的。可变滤波器可以包括可变电阻器和可变电容中的至少一个。此外，在有源滤波器的情况下，可以实现一个允许减小回路参数变化的专用控制例程。

可变回路元件可以由一个变容二极管构成或者可以包括一个变容二极管。这样一个变容二极管提供一个可变电容，该可变电容是由正极端子和负极端子之间的电压所控制的。因此，变容二极管可以由回路控制信号并且更特别地由回路控制电压所控制。一个附加的控制信号可以被施加到变容二极管的两个端子上或者这两个端子中的任何一个上，以便引入一个另外的控制参数。

如果用于一个滤波器方案中，则变容二极管致使该滤波器可变。不过，变容二极管也可以连同像回路检测器这样的其它可变回路元件一起来被使用。代替变容二极管或者除了变容二极管之外，回路检测器可以具有一个可变增益，该可变增益被控制以便减小回路参数变化。

以上描述的本发明可以被实现为一个硬件解决方案或者一个软件解决方案。在软件解决方案的情况下，可以按照一个包括用于执行本发明的步骤的程序代码部分的计算机程序产品的形式来实现本发明。这个计算机程序产品可以存储在计算机可读记录介质上。

根据本发明的一个优选实施例，本发明的射频功率放大器电路被安排在像用于无线通信的移动终端(例如多频带移动电话)或者移动通信网的基站的驱动器级这样的网络部件中。

附图说明

在阅读了本发明优选实施例的以下详细描述并且参考附图之后可以显而易见本发明的其它方面和优点，在附图中：

图1a是现有技术射频功率放大器电路的框图；

图1b是根据本发明的射频功率放大器电路的框图；

图2是描述功率放大器常数与功率放大器控制电压之间的关系的图；

图3表示静态回路滤波器的第一实现；

图4表示静态回路滤波器的第二实现；

图5a和5b示意地表示以可变回路滤波器形式的可变回路元件的本发明的第一实施例；

图6示意地表示以可变回路滤波器形式的可变回路元件的本发明的第二实施例；

图7表示图5和6所示的两个实施例的功率放大器控制电压与可变电容之间的关系；

图8表示依赖于用于现有技术回路滤波器电容器和根据本发明的可变回路滤波器电容器的功率放大器控制电压的阻尼因子的变化；

图9示意地表示以可变回路滤波器形式的可变回路元件的本发明的第三实施例；

图10示意地表示以可变回路滤波器形式的可变回路元件的本发明的第四实施例；

图11示意地表示以可变回路滤波器形式的可变回路元件的本发明的第五实施例；

图12表示包括图11或12所示的可变回路元件的射频功率放大器电路的框图；

图13表示在可变回路滤波器中的一个可变回路滤波器的实际安排；

图14表示用于图13所示的安排的功率放大器输出功率与功率放大器控制电压之间的关系；以及

图15a和15b表示作为现有技术功率放大器电路和根据本发明的功率放大器电路的时间阶跃响应的函数的功率放大器输出功率。

优选实施例的描述

下面相对于一个包括以可变回路滤波器形式的可变回路元件的射频功率放大器来示范地阐明本发明。不过应当指出，原则上，功率控制回路的任何其它元件都可以被修改，使得除了或者代替可变回路滤波器，其起到可变回路元件的作用。此外，尽管是结合可变回路电容器来示范地说明本发明，但是像可变电阻器这样的可变部件以及像可变检测器增益这样的其它可变参数也可以用于实现一个可变回路元件。

此外，以下关于优选实施例的论述并没有考虑可变电容器的温度漂移或者对于适当地使可变电容器偏置的需求。在实际的实现中，必须提供用于补偿温度漂移的适当手段以及用于适当地使可变电容器偏置的手段。

在图1b中，示出了根据本发明的示范的射频功率放大器电路10的框图。功率放大器电路10包括功率控制回路12以及耦合到功率控制回路12的基准电压提供分支14。

功率控制回路12包括检测器电路16、回路滤波器18、可选的低通滤波器20、功率放大器22和电流感测(current sensing)元件24。在参考图1b描述的示范实施例中，检测器电路16包括一个具有负输入端26和一个正输入端28的误差放大器。该正输入端28被耦合到基准电压提供分支14，该基准电压提供分支包括与检测器电路16的正输入端28通信的第一脉冲整形滤波器32、一个具有耦合到第一脉冲整形滤波器32的输出端的指数放大器30以及耦合到指数放大器30的输入端的第二脉冲整形滤波器28。

检测器电路16的一个输出端耦合到回路滤波器18，该回路滤波器具有一个被配置成减小回路参数变化的控制输入端46。回路滤波器18经由低通滤波器20耦合到功率放大器22的功率控制输入端34。功率放大器22还具有一个电源输入端36、一个射频功率输出端38和一个未在图1b中示出的射频信号输入端。电流感测元件24是由一个耦合在功率放大器22的电源输入端36与一个电流源(V_bat)之间的电阻器构成的。

以下说明图1b示出的功率放大器电路10的基本操作。

在基准电压提供分支14中，被馈送到第二脉冲整形滤波器28的离散控制电压POWLEV*被转换成为施加到检测器电路16的正输入端28的连续功率放大器基准电压POWLEV。在检测器电路16中，这个功率放大器基准电压POWLEV与电流感测元件24产生的反馈信号进行比较。差值信号由检测器电路16进行放大并且以功率放大器控制电压PAREG的形式经由回路滤波器18和低通滤波器20馈送到功率放大器22的功率控制输入端34。功率放大器22根据功率放大器控制电压PAREG来放大射频输入信号并且经由其功率输出端38来输出被放大的信号。

如图1b所示，功率控制回路12包括耦合在功率放大器22的功率控制输入端34与电源输入端36之间的反馈路径。该反馈路径包括电流感测元件24、检测器电路16、回路滤波器18以及低通滤波器20。

通过把反馈路径耦合到功率放大器22的电源输入端36，功率放大器22的输出功率控制是基于表征功率放大器22的电流消耗的反馈信号的。输出功率控制基于表征功率放大器22的电流消耗的反馈信号的结果是，描述功率放大器22的电流消耗与控制电压PAREG之间关系的功率放大器常数K_pa会影响功率控制回路12的动态参数。这从以下的功率控制回路12的转移函数H(s)可以显而易见：

$H\left(s\right)=\frac{\mathrm{Hf}\left(s\right)\·\mathrm{Hlp}\left(s\right)\·K\det \mathrm{ector}\·\mathrm{Kpa}\·\mathrm{Ksense}}{1+\mathrm{Hf}\left(s\right)\·\mathrm{Hlp}\left(s\right)\·K\det \mathrm{ector}\·\mathrm{Kpa}\·\mathrm{Ksense}},---\left(1\right)$

其中回路滤波器18的转移函数Hf(s)可以示范地写成：

$\mathrm{Hf}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{sCc}},---\left(2\right)$

低通滤波器20的转移函数Hlp(s)可以写成：

$\mathrm{Hlp}\left(s\right)=\frac{1}{1+s\·R_{\mathrm{lp}}\·C_{\mathrm{lp}}},---\left(3\right)$

电流感测元件24的转移函数K_sense可以写成：

K_sense＝R_sense，

                            (4)

并且检测器电路16的转移函数K_detector可以写成：

K_detector＝G_m

                            (5)

下面更详细地示范考虑两个特定的控制回路参数，也就是功率控制回路12的回路阻尼因子d与固有回路频率w_n。这些控制回路参数可以写成：

$d=\frac{1}{2}\·\sqrt{\frac{\mathrm{Cc}}{C_{\mathrm{lp}}\·R_{\mathrm{lp}}\·{K_{\mathrm{pa}}\·R_{\mathrm{sense}}\·G}_m}}---\left(6\right)$

以及

$\mathrm{wn}=\sqrt{\frac{R_{\mathrm{sense}}\·K_{\mathrm{pa}}\·C_m}{C_{\mathrm{lp}}\·R_{\mathrm{lp}}\·C_c}}---\left(7\right)$

从等式(6)和(7)中可以显而易见的是，像功率控制回路12的回路阻尼因子d与回路带宽这样的动态特性非常依赖于功率放大器常数K_pa的变化。不过，功率放大器常数K_pa随着功率放大器控制电压PAREG而强烈变化。这从图2中可以清楚地看到，图2示出了功率放大器常数K_pa与在功率放大器模型的基础上导出的功率放大器控制电压PAREG之间的函数关系。

用实验方法已经发现，用于全球移动通信系统900MHz频带(GSM900)的典型的功率放大器的功率放大器常数K_pa在1.6A/V与0.96A/V之间变化，典型的三频带GSM900/GSM1800/GSM1900功率放大器的功率放大器常数K_pa的范围在3A/V和0.2A/V之间，并且双频带功率放大器具有可高达6A/V的最大功率放大器常数K_pa。

从以上的描述中显而易见的是，功率放大器控制电压PAREG与功率放大器常数K_pa之间的关系是高度非线性的。因此，像回路阻尼因子d与固有回路频率w_n这样的典型动态控制回路参数随着功率放大器控制电压PAREG而强烈变化。

控制回路参数的这种变化致使功率控制回路设计非常困难。功率控制回路设计必须保证一方面回路带宽大于脉冲整形滤波器28、32的带宽以确保脉冲整形保持独立于功率控制回路参数。另一方面，回路带宽应尽可能小(具有恒定的阻尼因子)以便减小噪声。此外，从校准点这方面来看，恒定的控制回路参数是有利的。功率控制回路设计针对发现在上述所有方面的一个折衷。不过，这需要控制回路参数的变化尽可能大地减小。

根据结合图1b论述的本发明的示范实施例，提供一个具有控制输入端的可变回路元件，它减小由功率放大器常数K_pa的变化所产生的回路参数变化。当然，根据本发明也可以补偿除了功率放大器常数K_pa之外的附加参数或其它参数的变化，以便使得控制回路参数线性化。

原则上，等式(6)和(7)中的功率放大器常数K_pa的变化可以通过致使等式(6)和(7)中的一个或多个其它参数可变并且恰当地改变所述一个或多个其它参数而被补偿。这意味着基本上可以提供以可变电流感测元件24、可变检测器电路16、可变回路滤波器18和/或可变低通滤波器20的形式的可变回路元件。作为补充或者作为选择，一个专用可变回路元件可以被引入到功率控制回路12中。

从等式(6)和(7)中可以显而易见的是，回路滤波器18的电容C_c以及检测器电路16的增益G_m这些参数能够特别有利地用于补偿通过改变功率放大器常数K_pa所引起的控制回路参数的变化。下面，连同可变电容C_c来示范地说明功率控制回路12的线性化。

脱离一方面如图2所示的功率放大器常数K_pa与控制电压PAREG之间的关系以及另一方面用于等式(6)和(7)的各参数的典型值，阻尼因子d与固有回路频率w_n可以如下表所示进行变化：

Gm	0.008S	0.008S
			Cc	100pF	100pF
Rlp	56Ω	56Ω
			Clp	1nF	1nF
Rsense	0.05Ω	0.05Ω
			Kpa	2.84A/V(PAREG＝1.7V)	0.03A/V(PAREG＝2.5V)
d                                    2.0                                           22.3wn                              4.501×106rad/s                               4.401×106rad

通过引入一个具有能够以与K_pa的变化相同速率进行变化的可变电容C_c的可变回路滤波器，上述阻尼因子d与固有回路频率w_n的上述变化被使得较少依赖于功率放大器常数K_pa的变化。不过，在论述可变回路滤波器的实现之前，参考图3和4来考虑(静态)实现的可能执行。

根据第一个变体，检测器电路是以作为混合信号ASIC一部分的放大器的形式被实现的，而无源回路滤波器是利用形成如图3所示的PI回路滤波器的分立电容器C和分立电阻器R’来创建的。从图3中显而易见的是，分立电容器C单侧接地。

图3所示的回路滤波器的转移函数Hf(s)可以写成：

$\mathrm{Hf}\left(s\right)=\frac{1+s{R}^{\′}C}{\mathrm{sC}}---\left(8\right)$

等式(8)基本上对应于等式(2)，并且等式(6)和(7)因此可以被重写。

根据第二个变体，检测器电路和回路滤波器可以如图4来实现，也就是通过放大器级40和驱动器级42来实现。放大器级40和驱动器级42都是混合信号ASIC的一部分，而回路滤波器电容器C保持是一个分立部件。图4所示的组合的放大器级40和驱动器级42的转移函数F(s)可以写成：

$\mathrm{Hf}\left(s\right)=G_m\×\frac{1}{\mathrm{sC}}---\left(9\right)$

图4所示的实现是有利的，这是因为与图3所示的实现相比较，没有回路滤波器所需要的外部电阻器。

在图5a中，描述了根据本发明的可变回路滤波器18的第一个变体。从图5a中可以显而易见的是，可变回路滤波器18包括以变容二极管形式的电阻器R’以及可变回路电容器C_var。图5a所示的回路电容器C_var等同于图3所示的回路电容器C，但是回路电容器C_var的电容是可变的并且基本上是由功率放大器控制电压PAREG所控制的，也就是以近似与功率放大器常数K_pa变化的相同速率进行改变。

可变回路滤波器18具有一个控制输入端46，该控制输入端耦合在(一方面)可变回路电容器C_var的阴极与(另一方面)电阻器R’耦合到的公共节点之间。外部电阻器R”也耦合到这个公共节点并且把一个控制信号从检测器16提供到可变回路滤波器18的控制输入端46。从而形成包括可变回路电容器C_var的内部控制回路。经由电阻器R”来分出控制回路12的内部控制信号并且将其馈送到耦合到可变回路电容器C_var的控制输入端46。

原则上，图5a所示的两个并联电阻器R’、R”可以组合成一个单独的电阻器R。图5b示出了图5a的可变回路滤波器18的对应等效电路。

图5a和5b所示的回路滤波器18构成一个无源PI回路滤波器，其具有由于可变电容器C_var而导致的可变“I”部分。回路滤波器18的转移函数Hf(s)成为C_var的端子之间的电压U_cvar的函数。这允许减小由功率放大器常数K_pa的变化所引起的控制回路参数的变化。

图6示出了与图5a和5b显示的相同的PI回路滤波器结构，但是具有一个用于回路电容器C_var的(附加)控制端子46，该控制端子46耦合在回路电容器C_var的正极与提供对地的直流阻隔的附加电容器C₀之间。以控制电压U_offset形式的控制信号可以被施加到可变回路滤波器18的控制输入端46。在有U_offset的情况下，C_{var_offset}的值是由功率放大器控制电压PAREG与控制电压U_offset之间的差值所确定的。因此，控制电压U_offset允许调谐回路电容器C_var，以便更好地减小控制回路参数的变化。图6所示的回路滤波器18的转移函数Hf(s)是功率放大器控制电压PAREG与控制电压U_offset之间的电压差值U_cvar的函数，并且可以写成：

$\mathrm{Hf}(s,\mathrm{Ucvar})=\frac{1+\mathrm{sRCi}}{\mathrm{sCi}}$

其中

$\mathrm{Ci}\left(\mathrm{ucvar}\right)=\frac{\mathrm{Co}*\mathrm{Cvar}\_\mathrm{offset}\left(\mathrm{Ucvar}\right)}{\mathrm{Co}+\mathrm{Cvar}\_\mathrm{offset}\left(\mathrm{Ucvar}\right)}$

作为施加到可变回路滤波器18的控制输入端46的控制电压U_offset的结果，C_{var_offset}与功率放大器控制电压PAREG的关系曲线沿着X轴移动。这样一个调谐对于把C_{var_offset}的的特性与功率放大器常数K_pa的特性进行匹配是非常有用的。

图7示出了C_var和C_{var_offset}的特性。从图7中显而易见的是，C_{var_offset}是C_var的移动的复制品。

在图8中，示出了用于具有固定电容C的回路滤波器与图6所示的具有一个调谐的且可变的回路滤波器电容C_{var_offset}的可变回路滤波器18的阻尼因子d之间的比较。可变回路滤波器18的使用允许把阻尼因子d的变化减小到近似1/2。这也可以从下表中看出。

	Cc＝Cvar_offset           Cc＝const
		Kpa	2.84A/V(PAREG＝1.7V)
D	1.6                       2.0
		Wn	5.601×106rad/s          4.501×106rad/s
Kpa	0.03A/V(PAREG＝2.5V)
		DWn	10.5                      22.30.852×106rad/s          0.401×106rad/s
d_ratiown_ratio	6.6                       11.20.152                     0.089

通过使用一个具有更好地匹配功率放大器常数K_pa的特性的电容特性的变容二极管并且通过主动控制该控制电压U_offset而可以获得进一步的证实。

由于功率放大器常数K_pa也随着频率而变化，所以功率放大器常数K_pa的特性对于不同的频带是不同的。因此，控制电压U_offset可以被用于为每个频带单独调谐C_{var_offset}，以便获得对于所有频带的等同的控制回路参数。在等同的控制回路参数的情况下，用于多频带移动电话的功率-时间-模板校准被加速，这是因为为一个频带发现的校准值也可以容易地被用于剩余的频带(如果恰当的控制电压U_offset被施加的话)。因此，对于一个三频带移动电话来说，校准时间可以减少一半以上。

一个额外的电阻器R_c可以被添加到图9所示的可变回路滤波器18，例如用于滤波。电阻器R_c耦合到控制端子46，并且一个修改的控制电压U_offset*必须被施加到电阻器R_c。

如图10所示，控制信号U_offset*可以由一个信号转换器50来提供，该信号转换器帮助使变容二极管的C_{var_offset}特性适配于功率放大器常数K_pa的特性。信号转换器50包括用于接收控制信号U_offset**的控制端子52和耦合到电阻器R_c的输出端子54。原则上，图10所示的电阻器R_c可以被省略并且信号转换器50的输出端子54可以直接耦合到控制输入端46。

信号转换器50根据关系式U_offset*＝f_converter(U_offset**)来线性或者非线性地把控制信号U_offset**转换成为控制信号U_offset*。信号转换器50可以包括滤波器电路、乘法器、电平移动器、缓冲器、限幅器、查找表或电压/电流源。

图11示出了具有C_{var_offset}的单侧接地的可变回路滤波器18的一个替代实施例。

原则上，可变回路滤波器18的控制输入端46可以直接或者间接连接到功率放大器控制电压PAREG或像功率放大器基准电压POWLEV或POWLEV*这样的另一个功率控制信号。在这点上，图12示范地示出了功率控制回路12的框图，信号转换器50的控制端子52耦合到PAREG信号以便创建内部控制回路12’。应当指出，可变回路滤波器18或者任何其它可变回路元件(例如电流感测元件24或检测器16)的控制输入端46可以替换地耦合到安排在脉冲整形滤波器28与检测器16或者检测器16与回路滤波器18之间的一个节点上。当然，U_offset、U_offset*或U_offset**也可以直接从像模数转换器这样的数字控制接口中提供。

图13示出了具有用于在移动电话板上执行的实际测量的可变回路滤波器的电路。图13的电路是基于具有静态回路滤波器的图4的电路。

返回图13，电阻器R_d用于为变容二极管C_var提供一个直流路径。电容C_dc用于为信号U_offset**提供直流退耦。信号U_offset**由一个外部的可变电压源提供。图14的图示出了为图13的电路测量的功率放大器输出功率与功率控制电压POWLEV之间的关系。从图14可以显而易见的是，与图4所示的未修改的电路相比，图13所示的回路滤波器安排有助于减小输出功率中的过冲(overshot)。

图15a和15b分别示出了图4和13所示的未修改和已修改电路的输出功率与时间阶跃响应之间的关系。可以清楚地看到，最大功率过冲被减少超过75％。

Claims (18)

1.一种射频功率放大器电路(10)，包括一个功率控制回路(12)，该功率控制回路(12)具有：

一个射频功率放大器(22)，该射频功率放大器具有一个功率控制输入端(34)和一个电源输入端(36)；以及

至少一个耦合在功率放大器(22)的功率控制输入端(34)与电源输入端(36)之间的可变回路元件(16，18，20，24)，该至少一个可变回路元件(18)具有一个被配置来减小控制回路参数(d，w_n)的变化的控制输入端(46)。

2.如权利要求1所述的功率放大器电路，其中可变回路元件(18)的控制输入端(46)耦合到功率控制回路(12)或者耦合到功率控制回路(12)的信号提供分支(14)，以便形成一个包括可变回路元件(18)的内部控制回路(12’)。

3.如权利要求1或2所述的功率放大器电路，其中可变回路元件是一个可变滤波器(18)或一个可变电流感测元件(24)。

4.如权利要求3所述的功率放大器电路，其中可变滤波器(18)包括可变电阻器和可变电容器(C_var)中的至少一个。

5.如权利要求1到4中的任何一个所述的功率放大器电路，其中可变回路元件(18)包括一个变容二极管(C_var)。

6.如权利要求1到5中的任何一个所述的功率放大器电路，其中可变回路元件是一个具有可变特性的检测器(16)。

7.如权利要求1到6中的任何一个所述的功率放大器电路，还包括一个耦合到可变回路元件(18)的控制输入端(46)的信号转换器(50)。

8.如权利要求1到7中的任何一个所述的功率放大器电路，其中可变回路元件(18)的控制输入端(46)或信号转换器(50)的控制端子(52)耦合到数字控制接口。

9.如权利要求7或8所述的功率放大器电路，其中信号转换器(50)和数字控制接口中的至少一个被安排在内部控制回路(12’)中。

10.一种包括如权利要求1到9中的任何一个所述的功率放大器电路(10)的无线通信网的部件。

11.一种使用功率控制回路(12)来考虑表征功率放大器(22)的电流消耗的反馈信号以控制射频功率放大器(10)的输出功率的方法，包括：

提供具有可变特性的至少一个回路元件(18)，该至少一个回路元件(18)具有一个控制输入端(46)；

通过将一个控制信号施加到可变回路元件(18)的控制输入端(46)来改变回路元件(18)的特性，以便减小控制回路参数(d，w_n)的变化。

12.如权利要求11所述的方法，其中改变回路元件(18)的特性，以便减小由功率放大器常数(K_pa)的变化所导致的控制回路参数(d，w_n)的变化。

13.如权利要求11或12所述的方法，其中从功率控制回路(12)或从功率控制回路(12)的信号提供分支(14)所分出的反馈信号被直接或者在信号转换之后馈送到回路元件(18)的控制输入端(46)。

14.如权利要求11到13中的任何一个所述的方法，其中由一个用于功率放大器(18)的功率控制信号(POWLEV，PAREG)或者从中导出的一个信号来控制回路元件(18)的特性。

15.如权利要求11到14中的任何一个所述的方法，其中由一个专用控制信号来控制回路元件(18)的特性。

16.如权利要求11到15中的任何一个所述的方法，其中射频功率放大器(22)可操作在多个频带中，并且回路元件(18)的特性被在每个频带中单独控制。

17.一种包括用于执行权利要求11到16的步骤的程序代码部分的计算机程序产品。

18.如权利要求17所述的计算机程序产品，其被存储在计算机可读记录介质上。

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