CN104734787A - 使用内建自测试机构的波形校准 - Google Patents

使用内建自测试机构的波形校准 Download PDF

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Abstract

本申请案涉及使用内建式自测试机构进行的波形校准。芯片上系统SoC(100)包含收发器，所述收发器包括具有功率放大器(120、130)的发射器(110)及具有信号缓冲器(112)的接收器(150)。所述发射器及所述接收器中的至少一者具有可经配置以产生一范围的波形(在波形状以及工作循环两个方面)的可配置部分(112、120、130)。低成本内建自测试BIST逻辑(180)耦合到所述收发器。所述BIST逻辑可操作以校准所述收发器的所述可配置部分以产生具有选定谐波分量(154)的波形(图4，406)，所述选定谐波分量(154)具有小于阈值的振幅。可通过选择具有低谐波分量的经优化波形而动态地减少由所述收发器消耗的电流。

Description

使用内建自测试机构的波形校准
技术领域
本发明的实施例一般来说涉及用于射频发射的收发器，且特定来说涉及收发器内的高速时钟信号的波形形状的优化以减少功率消耗。
背景技术
芯片上系统(SoC)是已存在很长时间的概念；基本方法是将越来越多的功能性集成到给定装置中。此集成可采取硬件或解决方案软件的形式。许多SoC设计将一或多个微处理器核心与各种外围装置及存储器电路配对。
射频(RF)收发器可包含于SoC内，且可包含完全集成的CMOS低噪声放大器(LNA)及功率放大器(PA)。通常选择差动电路以在相同供应电压下减少LNA电路中的接地噪声的效应且使PA的输出功率电平加倍。
设计蓝牙标准以达成具成本效益无线通信，从而在10m距离处提供1Mb/s的数据速率。注定主要为挠性电缆替换，蓝牙领域的发展已迅速成长起来。已放松标准的规范以便促进完全集成芯片集解决方案。因此，此标准对于SoC方法来说是极适合的。数个平台已在市场上可用于蓝牙SoC迅速开发及原型设计以缩短设计周期且限制设计团队的范围。蓝牙RF收发器需要数个系统组件：正交频率合成器、低噪声放大器(LNA)、用以提供从RF频率到基带的频率转移的混频器及放大器。
发明内容
一实施例揭示一种用于操作芯片上的收发器的方法。所述方法包括：
执行校准程序，所述校准程序包括：
在所述收发器的发射器部分中使用可调整功率放大器在选定操作振幅电平下产生第一恒定频率信号；
在所述收发器的接收器部分中产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号；
在所述收发器的所述接收器部分中接收所述第一恒定频率信号的一部分；
使用所述第二恒定频率信号对所述第一恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第一恒定频率信号的波形状的低频率谐波分量；
跨越一功率电平范围调整所述功率放大器同时监视所述低频率谐波分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率放大器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于阈值，借此优化所述第一恒定频率信号的所述波形状。
另一实施例揭示一种用于操作芯片上的收发器的方法。所述方法包括：
将所述收发器放置于校准模式中，其中所述收发器包括具有功率放大器的发射器及具有信号缓冲器的接收器，其中所述发射器及所述接收器中的至少一者具有可经配置以产生一范围的波形的可配置部分；
通过以下方式校准所述收发器的所述可配置部分以在于选定操作振幅下操作的同时产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅：
对由所述可配置部分产生的信号的一部分进行下变频以产生指示所述信号的波形状的低频率谐波分量；及
为所述可配置部分选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于所述阈值。
又一实施例揭示一种芯片上系统(SoC)，所述芯片上系统包括：
收发器，其包括具有功率放大器的发射器及具有信号缓冲器的接收器，其中所述发射器及所述接收器中的至少一者具有可经配置以产生一范围的波形的可配置部分；及
内建自测试(BIST)逻辑，其耦合到所述收发器，其中所述BIST逻辑可操作以校准所述收发器的所述可配置部分以产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅，借此减少由所述收发器消耗的电流。
本发明的一些实施例可使用完全芯片上内建自测试校准机构来测量经下变频低频率信号的频谱分量以获得关于在发射器信号链中产生的波形及/或在接收信号产生链中产生的波形的信息。此方法允许调整每一高频率信号处理块以在发射模式及接收模式中精确地消耗经优化电流量。
附图说明
现在将仅通过实例的方式且参考所附图式描述根据本发明的特定实施例：
图1是包含本发明的实施例的芯片上系统(SoC)中的收发器的一部分的功能框图；
图2是用于图1的收发器中的自偏置AB类TX驱动器的示意图；
图3是用于图1的SoC中的收发器模块的更详细框图；
图4图解说明典型无线电收发器系统中的实例性波形；
图5是图1的收发器的更详细框图；
图6是图解说明具有可编程放大器的收发器的校准的流程图；及
图7是包含可配置收发器的实例性SoC的框图。
依据附图及依据以下实施方式将明了本发明实施例的其它特征。
具体实施方式
现在将参考附图详细地描述本发明的特定实施例。为了一致性，各图中的相似元件由相似参考数字表示。在本发明的实施例的以下实施方式中，陈述了众多特定细节以便提供对本发明的更透彻理解。然而，所属领域的技术人员将明了，可在不具有这些特定细节的情况下实践本发明。在其它例子中，未详细地描述众所周知的特征以避免不必要地使说明复杂化。
近年来，已对低功率、低成本收发器的开发发生重大兴趣。最重要电流消耗块包含在发射器信号链中的PA(功率放大器)驱动器及在接收器信号产生链中的RX(接收器)分频器缓冲器，因为这些块通常为宽频带负载块。在现有收发器设计中，不存在用以感测由PA及RX分频器缓冲器产生的信号波形的性质的机构。举例来说，取决于驱动器输出功率及负载，可产生几乎为方形、几乎为正弦形或介于其之间的某种形状的波形。现有收发器电路设计通常利用保险设计方法来满足工艺角，所述保险设计方法并非最优设计方法。
对无线收发器的监管标准的要求的测试可在装置制造期间将显著成本添加到总体测试。可需要针对就带外噪声及谐波来说的规范符合测试发射器。通常，此测试可需要特殊RF(射频)测试硬件(例如信号分析器)以及RF测试器平台。
本发明的实施例可使用完全芯片上内建自测试校准机构来测量经下变频低频率信号的频谱分量以获得关于在发射器信号链中产生的波形及/或在接收信号产生链中产生的波形的信息。此方法允许调整每一高频率信号处理块以在发射模式及接收模式中精确地消耗经优化电流量，如下文将更详细地描述。
原则上，如果使具有不同但接近基本频率的两个波形F1及F2相乘(混频)在一起，那么其将产生通过每一N次谐波频调(N＝1，2，...)的差获得的所有差频调。
作为简单实例，将F1视为由方程式(1)表示且将F2视为由方程式(2)表示。针对N＝1及2，由方程式(3)图解说明F1*F2。
F1＝a1cos(ωTXt)+a2cos(2ωTXt)   (1)
F2＝b1cos(ωRXt)+b2cos(2ωRXt)   (2)
F 1 * F 2 = ( ω TX - ω RX ) + ( 2 ω TX - 2 ω RX ) + ( 2 ω TX - 2 ω RX ) + ( 2 ω RX ± ω TX ) + ( 2 ω RX + 2 ω TX ) - - - ( 3 )
如由方程式(3)所图解说明，F1*F2的前两项产生低频率分量，这是因为ω(TX)及ω(RX)界定为彼此很接近。在本文中所描述的实施例中，F2的基本频率为F1的基本频率的两倍，举例来说。项的剩余部分产生高得多的频率。相同类推可经扩展以覆盖更高次谐波，例如三次、四次、五次谐波等。因此，低频率中的项可由方程式(4)表示，其中N＝1，2，3，...
(N*ωTX-N*ωRX)其中N＝1，2，3，...(4)
通常，无线电设备的发射器趋于利用/提供50％工作循环波形，且多半地存在奇次谐波。然而，在接收器实施方案中，使用50％及25％工作循环波形两者。通过高频率波形的工作循环、上升时间及下降时间来确定基本频率的谐波能量。
图1是包含本发明的实施例的芯片上系统(SoC)100中的收发器的一部分的功能框图。除本文中将更详细地描述的收发器之外，SoC还可含有众所周知的其它系统组件，例如处理器及存储器、各种外围装置、定时器、控制器等。此实施例组合接收器(RX)前端140与发射器(TX)前端110。接口引脚102、103将两个收发器信号从SoC 100耦合到匹配网络160，匹配网络160又耦合到天线170。合成器及混频器电路110从参考频率合成射频，混入将发射的数据，且将经调制RF信号提供到前置放大器(PPA)120，所述经调制RF信号由功率放大器(PA)130进一步放大且接着在天线170上发射。在天线170上接收的RF信号由低噪声放大器(LNA)150放大且接着耦合到接收器混频器电路140以用于解调。
发射器前端前置放大器120及功率放大器130可利用两级自偏置AB类放大器，所述两级自偏置AB类放大器可经编程以在完全差动模式中操作以用于较高输出功率及经改进滤波而且在单端模式中操作以用于较低输出功率及较少外部组件。可独立地编程两个级以用于控制输出功率及输出谐波电平(也就是，线性度及效率)。在此实施例中，功率放大器130经设计以满足蓝牙操作的适当FCC(联邦通信委任)、ETSI(欧洲电信标准学会)及ARIB(无线电行业及业务协会)标准。
PA 130的输出端子131经由SoC接口引脚102连接到ESD及匹配网络160。LNA 150经由SoC接口引脚103从天线170接收信号(在由匹配网络160对其进行滤波之后)。
蓝牙使用称作跳频扩展频谱的无线电技术，所述无线电技术切断正被发送的数据且在介于范围2,400MHz到2,483.5MHz内的高达79个频带(每一者1MHz；集中于从2402MHz到2480MHz)(允许防护频带)上发射所述数据的组块。此范围介于在全球范围内未经核准的工业、科学及医疗(ISM)2.4GHz短程射频频带内。其在启用自适应跳频(AFH)的情况下通常执行800跳跃/秒。最初，高斯频移键控(GFSK)调制是唯一可用的调制方案；后来，由于蓝牙2.0+EDR的引入，因此兼容装置之间还可使用π/4-DQPSK及8DPSK调制。借助GFSK运行的装置据说在基本速率(BR)模式中操作，其中1Mbit/s的瞬间数据速率是可能的。术语增强型数据速率(EDR)用于描述π/4-DPSK及8DPSK方案，每一者分别给出2Mbit/s及3Mbit/s。蓝牙无线电技术中的这些(BR及EDR)模式的组合分类为“BR/EDR无线电”。图1的收发器的各种实施例可经设计以支持这些版本的蓝牙以及其它发射标准(举例来说，例如ANT、ZigBee)。尽管本发明的实施例给超低功率系统带来价值，但其它实施例可减小任何高速系统的功率消耗。
内建自测试(BIST)逻辑180可用于校准PPA 120、PA 130及/或接收器140以产生具有经优化波形的信号以便在于不同功率模式中操作时减少电流消耗且补偿随时间发生的组件老化，如下文将更详细地描述。
图2是图解说明用于PPA 120及PA 130中的每一者中的自偏置AB类TX驱动器的PPA 120及PA 130的示意图。在A类放大器中，使用输入信号的100％。有源元件保持导电且经偏置以所有时间都在其“线性”范围内工作。在效率并非考虑因素的情况下，将大多数小信号线性放大器设计为A类。A类放大器与其他类型相比通常更线性且不那么复杂，但是极低效的。此类型的放大器最常见地用于小信号级中或用于低功率应用，例如驱动耳机。在B类放大器中，使用输入信号的50％且有源元件一半时间在其线性范围内工作且差不多另一半时间经关断。在大多数B类放大器中，存在两个输出装置或输出装置集合，其中的每一者交替地(推拉式地)导电达输入信号的恰好180°(或半周期)。如果从一个有源元件到另一有源元件的转变并非完美的，那么这些放大器经受交叉畸变。
AB类放大器在A类与B类中间，具有比A类高的功率效率及比B类少的畸变。两个有源元件在一半以上时间导电，从而产生比B类放大器少的交叉畸变。在此实施例中，通过使用具有在线性区域中使用MOS晶体管实施的电流限制电阻器212、213的自偏置AB类级实施前置放大器120。可通过使用数字码字来选择由一串偏置电阻器产生的栅极电压而由在SoC 100内的处理器上执行的程序控制线性MOS电阻器212、213的接通电阻。使用MOS晶体管作为线性可变电阻器允许选择范围宽广的电阻。由于偏置电阻器的电阻值为高，因此最小化由可变线性MOS电阻器212、213的控制部分贡献的功率耗散。而且，有源MOS可变电阻器所需要的总体面积小于可变无源电阻器所需要的总体面积。可在由包含于SoC 100内的处理器执行的软件例程的控制下以此方式编程前置放大器120的增益，举例来说。在发射器的信号路径中不存在切换元件，从而导致低功率实施方案。DC/DC转换器280提供由SoC 100内的各种模块使用的供应电压。级120、130由可单独编程的低压降(LDO)调节器282、283供应，低压降调节器282、283可独立地经调整以优化电流消耗及谐波。可在由包含于SoC 100内的处理器执行的软件例程的控制下以类似于线性MOS电阻器212、213的方式编程调节器282、283，举例来说。使用这些控制，发射器可经配置以用于高度线性或高度非线性操作，此取决于最终应用要求。此适于关于要求高的调制技术的各种新兴标准的需要。
图3是用于图1的SoC中的收发器模块的更详细框图。RF收发器需要数个系统组件：正交频率合成器110、数据调制器116、低噪声放大器(LNA)140、用以提供从RF频率到基带的频率转移的混频器150及放大器120、130。频率合成器110还可包含调制器及上混频器，或其可使用其中将发射的数据直接发送到合成器的直接调制架构来实施。已知调制器、正交频率合成器及混频器的一般操作，且因此将不在本文中进一步详细描述。举例来说，参见2003年波格丹·杰奥尔杰斯库(Bogdan Georgescu)等人的“用于与蓝牙SOC参考平台集成在一起的0.18um CMOS蓝牙频率合成器(A 0.18um CMOSBluetooth Frequency Synthesizer for Integration with a Bluetooth SOC ReferencePlatform)”，其以引用方式并入本文中。
可在任何时间(例如在SoC 100的通电时或在操作SoC期间)进行校准以补偿温度效应等。通常，PA 130的操作模式将针对给定应用保持固定；然而，一些应用可在一个功率电平下操作PA 130达时间的一部分且接着由SoC上的处理器执行的控制程序可将PA130重新配置为在差动模式中操作达一时间周期，且反之亦然。每当PA 130从一个功率模式重新配置到另一功率模式时，可需要重新校准PA 130以优化其所产生的波形。
可在由SoC上的处理器执行的软件程序的控制下通过将数字命令发送到发射器合成器110以产生具有已知频率的测试信号频调(发射器合成器110接着产生由已知量值测试频调调制的RF信号)而执行校准。在此实施例中，发射器合成器110经配置以响应于来自处理器的命令产生从晶体参考信号导出的测试频调。其它实施例可使用其它技术来产生测试频调且接着将所述测试频调提供到发射器以供在校准期间使用。
当功率放大器130正输出由测试信号调制的RF信号时，接收器模块150可监视输出RF信号且确定经下变频低频率分量的信号强度。软件程序可接着致使功率放大器130的增益跨越一值范围经调整直到经下变频低频率分量的振幅降到阈值以下。
图4图解说明可由放大器或高频率宽频带驱动器(例如PPA 120、PA 130)或缓冲器112产生的实例性波形，举例来说。波形402图解说明50％工作循环方波，而波形404图解说明25％工作循环方波。在低功率收发器设计(且同样地中间/高功率设计)中，电流消耗预算的显著部分可归因于功率放大器。为了用匹配网络160中的最低数目个外部组件达成所要输出功率，谐波性能与PA的效率之间存在精心平衡/权衡。此又可导致较低总体解决方案成本。如果PPA/PA级经配置为以接近方波形操作，那么其可达成最佳效率，但结果由于在RF频率下的经增加切换活动而是极差谐波性能及高电流消耗。另一方面，如果波形接近于正弦形且偏移始终含纳于DC消耗内，那么通过DC操作点独自地确定电流消耗，且PA达成最好的可能谐波性能但具有最低效率。此根本并非合意的。
经优化解决方案明显地在这两个极端之间的某一中间点处。信号406为实例性50％工作循环经优化波形信号，其中低频率分量减小且因此优化总电流消耗。
因以下事实而提出又一复杂化：为满足具有不同范围要求的多个低功率无线标准，输出功率需要为可编程的，且此对PA效率具有另一效应。举例来说，一个应用可需要0dBm的最大输出功率且另一解决方案可需要+5dBm的最大输出功率。主要动机是使电池寿命延长到最大程度，且如果单个IC解决方案需要满足两个应用要求且尝试始终达成最低电流消耗，那么使波形优化是非常必要的。然而，就硅面积及测试器成本来说应以低成本完成此。
类似情况发生在接收器中。通常，接收器中的信号链缓冲器需要驱动显著较大的电容负载且因此可消耗大电流。再一次，方波形形状提供最低转换损耗但消耗最高电流及最高低阶(LO)谐波下变频。在频率F下的方波将以(2n+1)*F提供谐波分量，其中n为从0开始的奇数。为减少谐波下变频问题，常规收发器架构趋于使用通过LO相位及/或对与每一相位相关联的信号处理组件(晶体管/电阻器/电容器)进行加权的组合而进行的谐波拒斥。然而，其需要更多面积及精确组件匹配，且由于路由电容而消耗额外电流。另一方面，大正弦波将节省电流消耗且提供优越谐波下变频，然而危及在基本频率下的下变频效率。另外，来自分频器的波形通常既不是方形也不是正弦形，而是RC延迟的结果且可具有类似于经优化波形406的波形，举例来说。这些信号通常为大致50％工作循环，因为VCO波形是对称的及50％工作循环。在特定情形中，还可使用25％工作循环(仅在接收器中)以便减少高频率负载。然而，任一工作循环在不同谐波能量中显现，且可在于低频率下进行下变频时通过频谱分析准确地确定。
图5是图1的收发器的更详细框图。尽管图5中图解说明单个合成器，但在一些实施例中基础收发器架构可使用双重合成器方法以通过在高频率下共振掉高Q寄生电容(装置电容及路由电容)而减少TX及RX电流。可以不同方式编程双重合成器以用于发射及接收。提供两个独立(物理上分离)高速压控振荡器514及515；然而，其中的仅一者在TX及RX中为有源的。因此，针对TX或RX，在使用双重合成器平台进行波形状校准时仅一个合成器为“功能上”有源的。在内建自校准期间，同时使用两个振荡器，可通过使用数/模转换器(DAC)设置特定电压而在开环模式中使用其中的一者。在TX与RX模式之间，唯一差异为接通哪一高频率振荡器。
合成器110包含基于晶体的振荡器(XOSC)、相位频率检测器(PFD)、充电泵(CP)及环路滤波器(LF)。在正常操作期间，在调制器116的控制下以闭环配置操作合成器。如上文更详细地描述，TX信号路径使用独立于其本地供应器经编程的两个自偏置AB类级120、130且从在TX频率下操作的压控振荡器(VCO)515获得信号。在此实施例中，发射频率为供在蓝牙应用中使用的集中在大约2432MHz(±1.6％)附近的频带。在RX中，VCO 514在2X频率下操作且分频器516产生供由接收器混频器150使用的正交信号。在一些实施例中，辅助高带宽相锁环路(PLL)还可用于改进频谱保真度。缓冲器112用于将正交信号驱动到由混频器150呈现的高电容负载中。在此实施例中，缓冲器112可以与PPA 120类似的方式配置以使得其驱动功率可经调整以借此允许其所产生的正交信号的波形的控制。
为校准TX信号路径波形及其谐波，在内建自测试(BIST)逻辑180的控制下将收发器放置于校准模式中。通过选择低压降调节器LDO1、LDO2的供应电压设置而选择PPA120及PA 130的操作振幅电平，如上文所描述。接着使用恒定频率输入信号激活TX路径。RX VCO 514由开关1及2配置为在数/模转换器DAC2的控制下以开环方式操作，数/模转换器DAC2致使RX VCO 514产生极接近于TX频率的频率。缓冲器112设置为高功率设置以使得正交信号的波形接近于方形；在此设置下其提供大量谐波。如果此波形状为25％工作循环，那么将存在奇次及偶次谐波两者，而针对50％工作循环波形状，奇次谐波将为主要的。在另一实施例中，完全独立的基于反相器的驱动器还可用于产生具有丰富谐波含量的正交波形以供在校准过程期间使用。电流消耗在校准阶段中并非重要的。
当在校准模式中时，由PA 130产生的恒定频率信号的一部分将输入到LNA 140且接着提供到混频器150。以此方式，具有不同但类似基本频率的两个校准信号输入到混频器150。混频器150接着使用倍增器151、低通滤波器152、∑-Δ转换器153及调制解调器154来使用其正常混频程序对两个校准信号进行下变频。
所得经下变频信号由模/数转换器(ADC)153数字化且接着提供到调制解调器154。在此实施例中，通过执行存储于耦合到DSP的存储器中的信号处理软件而使用数字信号处理器(DSP)实施调制解调器154。接着可由DSP对经下变频信号执行FFT(快速傅里叶变换)以便监视通过使两个校准信号混频而产生的低频率谐波分量中的一或多者的振幅。
在此实施例中，ADC 153具有接近63dB的动态范围。假定由RX分频器缓冲器112提供接近方波形，那么3次谐波(H3)含量理论上将为低于基本值的9.5dB。在此特定实施例中，其甚至可以-20dBc(相对于载波的分贝)工作。因此，如果PA 130在匹配网络160之前在芯片上产生大约-25dBc H3性能(在芯片外滤波网络之后按标准需要约-45dBc)，那么在RX下变频之后的所得FFT将提供-45dBc的H3。此量值的信号可容易地由MODEM检测到，这是因为在此实施例中ADC 153提供大约63dB SNDR(信号噪声失真比率)。由于PA中存在两个级120、130，因此可调整个别调节器设置以减少电流直到达成所要谐波性能及电流消耗。通常，这些放大器的H2及H3性能是相关的，但如果需要H2的独立测量，那么可产生25％工作循环信号(例如图4中所图解说明的信号404)且将其提供到RX分频器缓冲器112。
针对接收器(RX)侧，可通过在DACl的控制下使用开关3及4将TX VCO 515编程为在开环模式中而执行缓冲器112的校准，DACl致使TX VCO 515产生为良好界定的值的频率。接着，可激活RX信号链及信号产生链中的所有块。交替地，还可使用用于校准TX侧的配置(其中TX VCO 515配置为闭环且RX VCO 514配置为开环)。PA 130可经编程以产生谐波丰富的波形以提供接近方波形。将自偏置AB类放大器编程为作为反相器操作是极简单的，如上文更详细地描述。接着应校准RX缓冲器112电流以提供类似于信号406的经优化波形。
RX侧中的总体谐波拒斥为以下各项的组合：(a)来自匹配网络160的谐波拒斥，(b)来自LNA 140的变压器的拒斥及(c)来自波形的基本谐波拒斥。在典型条件中，从分频器缓冲器112达成为固有分频器516H3与缓冲器112H3的组合的仅大约20dBc到30dBcH3。H2通常在波形为50％工作循环时减少且可通过缓冲器级的共用模式拒斥而进一步减少。因此，可通过以下方式获得极准确测量：在混频器输入处注入由TX侧产生的频调；跨越一功率电平范围调整缓冲器112的振幅同时通过执行FFT而监视低频率分量中的一或多者的振幅；及为可调整功率缓冲器112选择操作功率，针对所述操作功率，一或多个低频率分量(例如H3)的振幅低于阈值。以此方式，优化由缓冲器112产生的恒定频率信号的波形状。
在此实施例中，可通过使用由调制解调器154提供的FFT引擎在调制解调器154中执行频谱分析，或可由从调制解调器154接收数字数据的单独数字信号处理块执行频谱分析，举例来说。可在校准RX侧时针对可调整缓冲器112的每一设置且在校准TX侧时针对PPA 120及PA 130的每一设置在少于1mS内完成频谱分析。此提供极低成本频谱分析且提供校准放大器的显著优点，如上文所描述。
由于执行校准作为完全芯片上解决方案，因此可在产品寿命周期期间任何时间执行校准。此可允许在产品的寿命内补偿组件老化效应。校准时间是短的，从而在制造过程期间引起极低成本。在生产线测试器上不必使用昂贵RF测试设备。
在许多实施例中，符合协议标准的发射器的关键方面是就带外谐波来说的符合性。可使用本文中所描述的技术在不借助任何昂贵硬件的情况下容易地测试实施例以保证符合选定协议标准。此外，匹配网络160可在一些实施例中经简化以减少外部组件且仍为符合标准的。举例来说，在一些实施例中，简单单个电感器及单个电容器可用于形成低成本匹配网络160。
以此方式，可通过使用本质上不需要额外芯片上电路的完全芯片上方法校准TX链及RX链中的信号波形而达成低功率。因此，不需要保险设计现有电路。由于此简单方案是基于下变频的，因此不需要扩展存储器或额外高频率信号处理电路。
图6是图解说明具有可编程放大器(例如PPA 120、PA 130)及接收器缓冲器112的收发器的校准的流程图，举例来说。在某一时间点，例如在含有收发器的SoC的通电时或在继续SoC的操作期间，当由SoC上的处理器执行应用程序需要改变收发器的操作模式时(举例来说)，可将收发器的一部分配置602为在选定操作模式中操作。针对每一选定操作模式，可调整604发射器PPA或PA及/或接收器LNA以及相关联正交信号缓冲器的功率电平。举例来说，在一些实施例中，可将发射器的功率放大器配置为在单端操作模式中操作以用于较低功率操作，但可将其配置为在差动操作模式中操作一会儿以提供经增加发射功率。类似地，在一些实施例中，可将接收器LNA配置为在单端操作模式中或在差动操作模式中操作。
在此实施例中，基于微处理器的内建自测试(BIST)模块以可控制方式耦合到功率放大器、正交缓冲器及收发器的各种其它功能单元。由微处理器执行的代码可操作以通过调整相关联电压调节器的输出电压而在各种功率电平下配置发射器功率放大器增益，举例来说。由微处理器执行的代码可操作以通过改变各种偏置电阻器的电阻而调整增益，如上文更详细地描述。类似地，由微处理器执行的代码可操作以将低噪声放大器配置为按各种灵敏度级别操作且将正交信号缓冲器的功率电平调整为匹配LNA。
接着可在BIST模块的控制下执行校准过程以优化信号波形以便减少选定操作模式的电流消耗。在校准过程期间，可经由通过匹配网络耦合到SoC的天线从收发器的发射器部分发射606恒定频率测试频调。
可由收发器的接收器部分监视608所发射测试频调以产生所接收测试频调信号。在正常操作期间，在发射器正操作时关断接收器。由于发射器输出信号经由匹配网络耦合到接收器LNA输入，因此所述输出信号可堵塞LNA的输入，此取决于匹配网络的衰减特性。为避免此，功率放大器的输出信号电平可需要经偏置以便不损坏LNA的半导体装置。
在收发器的接收器部分中产生610具有与第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号。如上文更详细地描述，可通过使用由频率合成器产生的供由接收器使用的正交信号完成此。
通过使第一恒定频率信号的所接收部分与第二恒定频率信号混频而对所述所接收部分进行下变频612以产生指示所发射恒定频率信号的波形状的低频率谐波分量。如上文关于方程式(3)及(4)更详细地描述，这些信号通常将指示测试信号的二次、三次或更高次谐波。接着可由DSP对经下变频信号执行FFT(快速傅里叶变换)以便监视通过使两个校准信号混频所产生的低频率谐波分量中的一或多者的振幅。
可跨越一功率电平范围调整614功率放大器的增益同时监视低频率分量中的一或多者的振幅。当一或多个低频率分量的振幅降到阈值以下616时，于是可选择可调整功率放大器的对应增益且将其用于操作618收发器。所述阈值可为预选的固定值，举例来说，或者可在跨越所述功率电平范围调整功率放大器时通过确定最小振幅值而动态地选择阈值，举例来说。以此方式，可优化由功率放大器产生的信号的波形状以便减少电流使用。
所述过程可用于通过跨越一值范围调整功率放大器的增益直到一或多个低频率分量的振幅降到阈值以下而在收发器的发射器部分中校准功率放大器。类似地，所述过程可用于通过跨一越值范围调整缓冲器的增益直到一或多个低频率分量的振幅降到阈值以下而校准用于收发器的接收器部分中的缓冲器。
可在电源关闭周期之后每当开机启动SoC时执行此过程。每当接通SoC时通过优化放大器的设置，可补偿由组件老化产生的效应，举例来说。
如上文更详细地描述，可执行此过程以校准收发器100的前置放大器120、功率放大器130及/或正交信号缓冲器112中的一或多者，举例来说。
替代配置
如早些所提及，可将本文中所描述的实施例中的发射器配置为在单端操作模式中或在差动操作模式中操作。以此方式，功率放大器的操作振幅电平可选自范围广泛的振幅电平。类似地，可将接收器配置为在单端操作模式中或在差动操作模式中操作。操作模式的各种组合可接着在校准过程期间产生不同低频率谐波分量。举例来说，发射器及接收器两者都可以50％工作循环经供应，因此经下变频能量在奇次谐波中，且来自发射器的信号可以完全差动方式耦合到接收器。
在另一组合中，发射器及接收器两者都以50％工作循环经供应，因此经下变频能量在奇次及偶次谐波中，且来自发射器的信号以单端方式耦合到接收器。
在另一组合中，在校准模式中发射器以50％工作循环经供应而接收器以25％工作循环经供应(但在正常操作模式中使用50％)，因此经下变频能量在奇次及偶次谐波中，且来自发射器的信号以单端或差动方式耦合到接收器。
查克拉博蒂(Sudipto Chakraborty)等人于2013年1月23日提出申请、标题为“具有不对称匹配网络的收发器(Transceiver with Asymmetric Matching Network)”且以引用方式并入本文中的美国专利申请案13/748,008中更详细地描述在差动及单端模式中的收发器的可选择部分。
当ADC的动态范围过大(约80dB到90dB)时，以下组合还将可用于减少电流同时满足最终目标：
(a)以线性模式编程发射器PA(提供接近正弦波形状)且以接近正弦模式编程RX波形状；
(b)以线性模式编程发射器PA(提供接近正弦波形状)且以接近方波形状模式编程RX波形状；
(c)以饱和模式编程发射器PA(提供接近方波形状)且以接近正弦模式编程RX波形状；及
(d)以饱和模式编程发射器PA(提供接近方波形状)且以接近方波形状编程RX波形状，举例来说。
由于发射器中的放大器(TXPA)类似于反相器/缓冲器配置，因此还可通过向PA提供50％工作循环波形而获得替代校准模式以使得可更详细地评估PA的线性。可通过提供既定仅用于校准目的的25％工作循环产生器而启用此配置。或者，在校准模式中RX中的25％工作循环产生器的输出可耦合到TX PA而不需要额外硬件。25％工作循环产生器为其输入是50％工作循环(仅含有奇次谐波)而输出是25％工作循环(含有奇次谐波及偶次谐波两者)的块。此选择性耦合可致使各种低成本BIST技术减少功率。
系统实例
图7是包含数字无线电设备730的实例性SoC 700的框图，数字无线电设备730包含蓝牙收发器732。收发器732包含如上文更详细地描述可经校准以减少电流使用的可调整放大器及缓冲器。可在BIST模块780的控制下通过将控制字写入到无线电控制寄存器734中而执行校准。解调逻辑736可含有可经配置以在校准过程期间对经由接收器720接收的数字数据执行FFT计算的数字信号处理器。存储于存储器704中且由处理器702执行的软件应用程序可视在其上执行的应用程序需要而控制及配置数字无线电设备。已知蓝牙无线电设备的一般操作，且因此将不在本文中进一步详细描述其。匹配网络760类似于早些所描述的匹配网络。
BIST模块780可经配置以控制允许校准收发器732内的各种放大器及缓冲器以产生再次参考图4类似于406的信号波形的校准模式，所述信号波形经优化以减少放大器及缓冲器的电流消耗。可在通电时或在扩展操作的周期期间执行校准以便补偿组件老化，举例来说。可通过以下方式执行校准：使用可调整功率放大器产生第一恒定频率信号；产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号；使用所述第二恒定频率信号对所述第一恒定频率信号的一部分进行下变频以产生指示所述第一恒定频率信号的波形状的低频率分量；跨越一功率电平范围调整所述功率放大器同时监视所述低频率分量中的一或多者的振幅；及为所述可调整功率放大器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率分量的所述振幅低于阈值。以此方式，可优化所述第一恒定频率信号的所述波形状。
SoC 700可包含额外系统组件以提供完整芯片上系统。举例来说，实施JTAG串行接口的调试接口706(举例来说)可用于电路内调试。举例来说，通过此调试接口，可能擦除或编程整个快闪存储器704、控制哪些振荡器经启用、停止及启动用户程序的执行、执行处理器核心702上的指令、设置代码断点及单步通过代码中的指令。
在此实施例中，I/O控制器714负责所有一般用途I/O引脚。CPU(中央处理单元)702可配置外围模块是否控制特定引脚或者外围模块是否在软件控制下，且如果这样，那么配置每一引脚配置为输入还是输出且垫中的上拉还是下拉电阻器经连接。连接到I/O引脚的每一外围装置可在两个不同I/O引脚位置之间做出选择以确保各种应用中的灵活性。
可包含各种定时器712。如果固件暂停那么内建看门狗定时器允许SoC 700重设其自身。当由软件启用时，看门狗定时器必须周期性地清除；否则，在其超时时其重设装置。可提供额外定时器以供在定时、计数及脉冲宽度调制任务中使用，举例来说。
串行接口712可包含一或多个通用串行同步接收器/发射器。各种外围装置710可包含于SoC 700内。举例来说，在一些实施例中可存在允许用户使用AES算法用128位密钥将数据加密及解密的AES加密/解密核心，举例来说。
已知及后来开发的外围装置与支持模块的其它组合可包含于SoC 700的各种实施例中。
其它实施例
虽然本发明特别适用于实施于(举例来说)芯片上系统(SoC)中的微控制器，但其还适用于其它形式的处理器。SoC可含有一或多个巨型单元或模块，其各自包含与由设计库提供的预先设计的功能电路组合的自定义设计的功能电路。
尽管已参考说明性实施例描述了本发明，但本说明并不打算解释为限制意义。在参考本说明后，所属领域的技术人员将明了本发明的各种其它实施例。举例来说，本文中所描述的实施例实施于130nm CMOS中，但可相对于实施技术以及常见无线标准的RF中心频率及频带扩缩。
尽管本文中所描述的实施例将匹配网络放置在SoC外部，但在较高频率操作下的系统可能够包含在SoC内部的匹配网路组件，这是因为组件在较高频率下可为较小的。
尽管本文中已提及蓝牙收发器，但本发明的实施例不限于标准蓝牙。其它实施例可用于低功率通信系统中，例如BLE(蓝牙低能量，标准的v4)；ANT；ZigBee(IEEES02.15.4)；BAN(IEEES02.15.6)等。在小装置中使用低功率系统：电灯泡；电子狗；运动监视器(例如跑步传感器)；等。这些系统通常为便宜装置且需要使用可通过使用如本文中所描述的可调整发射放大器而提供的BOM(物料清单)的最小值。
本发明的实施例可在竞争性动态范围内提供低成本及低功率，其中电流消耗可关于动态范围扩缩。此允许低成本装置同时保持多个应用的重要可编程性。蓝牙提供在装置(例如传真、移动电话、电话机、膝上型计算机、个人计算机、打印机、全球定位系统(GPS)接收器、数字相机、视频游戏控制台、健康监视装置等)之间连接及交换信息的安全方式。
无线LAN应用(802.11a/b/g)与蓝牙应用相比具有较长范围(30米)及较高数据速率。针对802.11b/g，使用直接序列扩展频谱(DSSS)以使得在相同频率范围内WLAN应用将不干扰蓝牙应用。在802.11a及g中使用正交频分多路复用(OFDM)调制方案来达成高数据速率，因OFDM调制的大峰值与平均值比率而具有对发射器线性的严格要求。输出功率电平为中等的(大约20dBm)从而以高数据速率覆盖30米范围。由于对无线多媒体数据发射的需求变得更高，因此已逐步形成一些宽频带技术及新标准。在这些宽频带技术及新标准当中有多输入多输出(MIMO)、超宽频带(UWB)及微波存取全球互通(WiMAX/802.16)。本发明的方面还可用于针对这些额外标准以及其它标准经设计的收发器的实施例中。
在本发明中所描述的技术可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施。如果以软件实施，那么所述软件可在一或多个处理器(例如微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或数字信号处理器(DSP))中执行。执行所述技术的软件可最初存储于计算机可读媒体(例如光盘(CD)、磁盘、磁带、文件、存储器或任何其它计算机可读存储装置)中且在处理器中加载并执行。在一些情形中，软件还可以包含计算机可读媒体及用于计算机可读媒体的包装材料的计算机程序产品销售。在一些情形中，软件指令可经由可拆卸式计算机可读媒体(例如，软磁盘、光学磁盘、快闪存储器、USB键)、经由来自另一数字系统上的计算机可读媒体的传输路径等散布。
遍及本说明及权利要求书使用特定术语来指代特定系统组件。如所属领域的技术人员将了解，数字系统中的组件可由不同名称指代及/或可在不背离所描述功能性的情况下以本文中未展示的方式组合。本文档不打算区别在名称而非功能上不同的组件。在以下论述中及在权利要求书中，术语“包含”及“包括”是以开放的方式使用的，且因此应解释为意指“包含但不限于…”。而且，术语“耦合”及其派生词打算意指间接、直接、光学及/或无线电连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，那么所述连接可通过直接电连接、通过经由其它装置及连接的间接电连接、通过光学电连接及/或通过无线电连接。
虽然本文中可以顺序方式呈现并描述方法步骤，但可省略、重复、同时执行及/或以不同于图中所展示及/或本文中所描述的次序的次序执行所呈现及所描述的步骤中的一或多者。因此，本发明的实施例不应视为限于图中所展示及/或本文中所描述的步骤的特定排序。
因此，预期所附权利要求书将涵盖如归属于本发明的真实范围及精神内的实施例的任何此类修改。

Claims (17)

1.一种用于操作芯片上的收发器的方法，所述方法包括：
执行校准程序，所述校准程序包括：
在所述收发器的发射器部分中使用可调整功率放大器在选定操作振幅电平下产生第一恒定频率信号；
在所述收发器的接收器部分中产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号；
在所述收发器的所述接收器部分中接收所述第一恒定频率信号的一部分；
使用所述第二恒定频率信号对所述第一恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第一恒定频率信号的波形状的低频率谐波分量；
跨越一功率电平范围调整所述功率放大器同时监视所述低频率谐波分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率放大器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于阈值，借此优化所述第一恒定频率信号的所述波形状。
2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：
使用所述选定操作振幅电平操作所述收发器达一时间周期；及
改变所述功率放大器的所述选定操作振幅电平且重复所述校准程序。
3.根据权利要求1所述的方法，其中通过进行所述经下变频低频率谐波分量的快速傅里叶变换FFT来监视所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述校准程序进一步包括：
在所述收发器的所述发射器部分中使用功率放大器产生第三恒定频率信号；
使用可调整功率缓冲器产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第四恒定频率信号；
在所述收发器的所述接收器部分中接收所述第三恒定频率信号的一部分；
使用所述第四恒定频率信号对所述经放大恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第四经放大恒定频率信号的波形状的二次低频率谐波分量；
跨越一功率电平范围调整所述缓冲器的振幅同时监视所述二次低频率谐波分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率缓冲器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个二次低频率谐波分量的所述振幅低于阈值，借此优化所述第四恒定频率信号的所述波形状。
5.一种用于操作芯片上的收发器的方法，所述方法包括：
将所述收发器放置于校准模式中，其中所述收发器包括具有功率放大器的发射器及具有信号缓冲器的接收器，其中所述发射器及所述接收器中的至少一者具有可经配置以产生一范围的波形的可配置部分；
通过以下方式校准所述收发器的所述可配置部分以在于选定操作振幅下操作的同时产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅：
对由所述可配置部分产生的信号的一部分进行下变频以产生指示所述信号的波形状的低频率谐波分量；及
为所述可配置部分选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于所述阈值。
6.根据权利要求5所述的方法，其进一步包括使用所述可配置部分的所述选定操作功率操作所述收发器。
7.根据权利要求6所述的方法，其进一步包括在校准所述可配置部分之前选择所述可配置部分的操作振幅电平。
8.根据权利要求5所述的方法，其进一步包括：
使用所述选定操作振幅电平操作所述收发器达一时间周期；及
改变所述功率放大器的所述选定操作振幅电平且重复所述校准程序。
9.根据权利要求5所述的方法，其中校准所述可配置部分进一步包括：
在所述收发器的发射器部分中使用可调整功率放大器在所述选定操作振幅电平下产生第一恒定频率信号；
在所述收发器的接收器部分中产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号；
在所述收发器的所述接收器部分中接收所述第一恒定频率信号的一部分；
使用所述第二恒定频率信号对所述第一恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第一恒定频率信号的波形状的低频率谐波分量；
跨越一功率电平范围调整所述功率放大器同时监视所述低频率谐波分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率放大器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于阈值，借此优化所述第一恒定频率信号的所述波形状。
10.根据权利要求5所述的方法，其中校准所述可配置部分进一步包括：
在所述收发器的发射器部分中使用功率放大器产生第一恒定频率信号；
使用可调整功率缓冲器产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号；
在所述收发器的接收器部分中接收所述第一恒定频率信号的一部分；
使用所述第二恒定频率信号对所述经放大恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第二经放大恒定频率信号的所述波形状的低频率分量；
跨越一功率电平范围调整所述缓冲器的所述振幅同时监视所述低频率分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率缓冲器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率分量的所述振幅低于阈值，借此优化所述第二恒定频率信号的所述波形状。
11.一种芯片上系统SoC，其包括：
收发器，其包括具有功率放大器的发射器及具有信号缓冲器的接收器，其中所述发射器及所述接收器中的至少一者具有可经配置以产生一范围的波形的可配置部分；及
内建自测试BIST逻辑，其耦合到所述收发器，其中所述BIST逻辑可操作以校准所述收发器的所述可配置部分以产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅，借此减少由所述收发器消耗的电流。
12.根据权利要求11所述的SoC，其中所述收发器的所述可配置部分为所述发射器部分，其中所述发射器的所述功率放大器可操作以经配置为在不同功率电平下操作。
13.根据权利要求12所述的SoC，其进一步包括以可控制方式耦合到所述功率放大器的微处理器，其中由所述微处理器执行的代码可操作以校准所述功率放大器以产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅。
14.根据权利要求13所述的SoC，其中所述功率放大器包括具有可调整增益及第一可调整供应电压的前置放大器级及具有第二可调整供应电压的输出级；且
其中所述功率放大器可配置以通过调整所述前置放大器增益以及所述第一供应电压及所述第二供应电压而线性地或非线性地操作。
15.根据权利要求11所述的SoC，其中所述收发器的所述可配置部分为所述接收器部分，其中所述接收器的所述信号缓冲器可操作以经配置为在不同功率电平下操作。
16.根据权利要求15所述的SoC，其进一步包括以可控制方式耦合到接收器缓冲放大器的微处理器，其中由所述微处理器执行的代码可操作以校准所述信号缓冲器以产生具有选定谐波分量的波形，所述选定谐波分量具有小于阈值的振幅。
17.根据权利要求11所述的SoC，其中所述BIST逻辑可操作以通过以下方式校准所述收发器：
配置所述发射器以借助所述功率放大器在选定操作振幅电平下产生第一恒定频率信号；
配置所述接收器以产生具有与所述第一恒定频率信号不同但类似的基本频率的第二恒定频率信号，接收所述第一恒定频率的一部分，且使用所述第二恒定频率信号对所述第一恒定频率信号的所述所接收部分进行下变频以产生指示所述第一恒定频率信号的波形状的低频率谐波分量；
跨越一功率电平范围调整所述功率放大器同时监视所述低频率谐波分量中的一或多者的振幅；及
为所述可调整功率放大器选择操作功率，针对所述操作功率，所述一或多个低频率谐波分量的所述振幅低于阈值。
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