KR101313750B1 - 혼돈신호 발생기를 갖는 ｒｆ 통신 시스템 및 혼돈신호생성방법 - Google Patents

혼돈신호 발생기를 갖는 ｒｆ 통신 시스템 및 혼돈신호생성방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 혼돈신호 발생기를 갖는 RF 통신 시스템 및 혼돈신호 생성방법에 관한 것이다. 본 RF 통신 시스템은, 소정 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼돈신호를 발생시키는 혼돈신호 발생기와, 혼돈신호에 정보를 나타내는 데이터 신호를 합성하여 혼돈 반송파를 생성하는 모듈레이터와, 모듈레이터에서 합성된 혼돈 반송파를 전송하는 안테나를 포함하는 송신회로를 갖는다. 여기서, 혼돈신호 발생기는, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 발진부와, 고주파전력 신호 중 소정 주파수 대역을 필터링하여 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키는 공진유닛을 포함한다. 이에 의해, 광대역의 고주파 신호인 혼돈신호를 반송파로 사용함으로써, RF 통신 시스템의 소비전력을 획기적으로 감소시킬 수 있어 저전력의 RF 통신 시스템을 구현할 수 있을 뿐만 아니라, RF 통신 시스템의 크기를 축소시킬 수 있다. 그리고 원가 절감과 더불어 RF 통신 시스템의 구현이 용이해지고, 혼돈신호 발생기의 전력효율이 높다.
초광대역, RF 통신, 혼돈신호, 비선형 소자, LPF, BPF

Description

혼돈신호 발생기를 갖는 ＲＦ 통신 시스템 및 혼돈신호 생성방법{RF COMMUNICATION SYSTEM HAVING A CHAOTIC SIGNAL GENERATOR AND GENERATING METHOD FOR CHAOTIC SIGNAL}
도 1은 본 발명에 따른 혼돈신호를 이용한 RF 통신 시스템의 송수신기의 구성블럭도와, RF 통신 시스템의 각 영역에서의 신호 파형을 보인 그래프,
도 2(a)는 도 1의 혼돈신호 발생기에서 생성된 혼돈신호의 파형 확대도,
도 2(b)는 도 2(a)의 혼돈신호를 주파수 도메인으로 나타낸 그래프,
도 2(c)는 데이터 신호의 확대 그래프,
도 2(d)는 도 2(a)의 혼돈신호와 도 2(c)의 데이터 신호를 모듈레이션하여 혼돈 반송파를 나타낸 그래프,
도 2(e)는 도 2(d)의 혼돈 반송파를 주파수 도메인으로 나타낸 그래프,
도 3은 혼돈신호의 펄스구간을 각각 1T 및 3T인 경우 주파수 대역폭을 나타낸 그래프,
도 4는 본 발명의 혼돈신호 발생기의 구성블럭도,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 혼돈신호 발생기의 구성블럭도,
도 6은 본 혼돈신호 발생기에서 발생한 혼돈신호를 시간 도메인으로 나타낸 그래프,
도 7은 본 발명의 혼돈신호의 파워 스팩트럼 밀도를 측정한 결과 그래프,
도 8(a)는 FCC에서 규정한 신호 마스크의 일례를 보인 그래프,
도 8(b)는 도 8(a)의 마스크를 기준으로 본 혼돈신호 발생기를 통해 발생시킨 혼돈신호의 파워 스팩트럼,
도 9(a)는 도 6에 도시된 혼돈신호에 데이터 신호를 합성한 혼돈 반송파의 시간 도메인 그래프,
도 9(b)는 도 9(a)의 혼돈 반송파의 파워 스팩트럼이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
30 : 혼돈신호 발생기 31 : 비선형 소자
33 : 제1LPF 35 : 제2LPF
37 : BPF
본 발명은 혼돈신호 발생기를 갖는 ＲＦ 통신 시스템 및 혼돈신호 생성방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 저전력으로 구현할 수 있으며 크기가 작고 시스템 구현이 용이한 혼돈신호 발생기를 갖는 RF 통신 시스템 및 혼돈신호 생성방법에 관한 것이다.
일반적으로 확산대역통신이란 전송하려는 신호의 대역폭보다 훨씬 넓은 대역폭으로 신호를 확산시켜 전송하는 방식으로, 코드분할다중접속(CDMA) 방식과 같이 일정 주기를 갖는 협대역의 반송파를 사용하는 방법과, 광대역의 반송파를 사용하는 방법이 있다.
협대역의 반송파를 사용하는 방법은, 전송하고자 하는 정보의 주파수 밴드가 반송파 신호의 주파수 밴드보다 협소하게 주파수 변조를 수행하는 방법이고, 광대역의 반송파를 사용하는 방법은, 전송하고자 하는 정보의 주파수 밴드가 반송파 신호의 주파수 밴드보다 넓게 주파수 변조를 수행하는 방법이다.
이러한 확산대역통신에서 사용하는 반송파는 주로 사인파, 펄스 등이 사용되고 있다. 사인파나 펄스 등의 반송파는, 데이터를 전송하기 위해 일정 주파수로 상승시켜야 한다. 이를 위해, 통신 시스템의 송신기에서는 반송파를 기저대역에서 일정 주파수로 업컨버전하기 위한 구성요소들을 필요로 하고, 수신기에서는 주파수가 상승된 반송파를 기저대역으로 다운컨버전하기 위한 구성요소들을 필요로 한다.
송신기의 경우, 데이터의 전송에 필요한 주파수를 생성하기 위한 전압조정발진기(Voltage Controlled Oscillator:VCO)와, VCO에서 생성된 주파수가 외부영향에 의해 변화되지 않도록 고정시키는 PLL(Phase Locked Loop)이 구비되어 있다. 그리고 송신기는, 기저대역의 반송파를 VCO에서 발생한 주파수로 업 컨버전하기 위한 업믹서를 필요로 한다.
반대로 반송파를 수신하는 수신기에서는, 반송파를 기저대역으로 다운컨버전하기 위한 다운믹서를 필요로 한다.
그런데, 이렇게 송신기에 VCO, PLL, 업믹서 등을 구비하는 경우, 소비되는 전력량이 많고, 업믹서 등은 그 크기가 커서 송신기의 크기를 증가시키는 요인이 되고 있다. 수신기에서도 마찬가지로, 다운믹서 등을 사용하므로, 전력소모도 크고 수신기 자체의 크기도 커진다.
한편, 최근에는 IEEE 802.15.4a 표준의 제안에 따라, 혼돈신호(Chaotic)를 이용하여 정보를 전송하는 방식이 제안되어 있다.
IEEE 802.15.4a는「위치인식 저전력 센서 네트워크 표준화 그룹」으로서 802.15.4 (ZigBee, 지그비)와 802.15.3 (UWB:Ultra Wide Band, 초광대역 통신)의 혼용기술에 위치인식 기능 및 저전력 기능이 추가된 차세대 통신분야이다.
여기서, 저전력 기능의 구현을 위해 제안된 것이 혼돈신호 변조방식이다. 혼돈신호 변조방식은 하드웨어상 간단한 RF구조로 설계가 가능하며, 상술한 종래의 RF 통신 시스템에서 요구되는 VCO, PLL, Mixer 등의 회로가 불필요하다. 이에 따라, 혼돈신호 변조방식을 사용할 경우, 전력 소모량을 종래의 소모전력의 1/3 수준인 5mW로 줄일 수 있다.
이에 따라, 혼돈신호 변조방식을 이용한 RF 통신 시스템을 구현가능하게 설계함으로써, 저전력의 RF 통신 시스템을 실현할 수 있도록 하여야 할 것이다.
따라서, 본 발명의 목적은, 저전력으로 구현할 수 있는 혼돈신호 발생기를 갖는 RF 통신 시스템 및 혼돈신호 생성방법을 제공하는 것이다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 구성은, 소정 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼돈신호를 발생시키는 혼돈신호 발생기; 상기 혼돈신호에 정보를 나타내는 데이터 신호를 합성하여 혼돈 반송파를 생성하는 모듈레이터; 및, 상기 모듈레이터에서 합성된 혼돈 반송파를 전송하는 안테나를 포함하는 송신회로;를 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 혼돈신호 발생기는, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 발진부; 및, 상기 고주파전력 신호 중 소정 주파수 대역을 필터링하여 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키는 공진유닛을 포함할 수 있다.
상기 공진유닛은, 상기 발진부로부터의 고주파전력을 입력받아 상기 고주파전력의 하모닉 신호의 적어도 일부를 필터링하는 제1필터; 및, 상기 필터링된 신호를 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키며, 상기 광대역신호를 상기 발진부로 제공하는 적어도 하나의 제2필터;를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 발진부는 비선형 소자로 마련되며, 상기 비선형 소자의 고주파전력은, 다음의 수학식 1의 함수에 의해 결정될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112006013697590-pat00001
여기서, M은 상기 비선형 소자의 증폭기 상수이고, e1, e2은 상수이다.
상기 비선형 소자는, 트랜지스터와 다이오드 중 적어도 하나일 수 있다.
상기 신호 발생기의 발진조건은, 상기 비선형 소자, 상기 제1필터, 상기 제2 필터에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수인 것이 바람직하다.
상기 신호 발생기의 발진조건은, 상기 루프의 전체 게인(Gain)이 1보다 큰 것이 바람직하다.
상기 제1필터에서 출력되는 신호는 다음의 수학식 2에 의해 결정될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112006013697590-pat00002
여기서,
Figure 112006013697590-pat00003
은 상기 비선형 소자에서 출력된 고주파출력, T는 제1필터의 시간 상수,
Figure 112006013697590-pat00004
은 상기 제1필터에서 출력되는 신호이다.
상기 제1필터는 LPF(Low Pass Filter)이며, 1차 필터인 것이 바람직하다.
상기 제2필터는, 적어도 하나의 BPF(Band Pass Filter)를 포함할 수 있으며, 상기 BPF는 2차 필터인 것이 바람직하다.
상기 BPF 중 N번째 BPF의 출력은, 다음의 수학식 3에 의해 결정될 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112006013697590-pat00005
여기서,
Figure 112006013697590-pat00006
은 N-1번째 BPF로부터의 출력, 즉, N번째 BPF의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00007
는 감쇠상수,
Figure 112006013697590-pat00008
는 공진 주파수,
Figure 112006013697590-pat00009
은 상기 N번째 BPF로부터의 출력이 다.
상기 BPF는 상기 신호 발생기의 공진 주파수 대역을 결정할 수 있다.
상기 제2필터는, 적어도 하나의 LPF를 포함할 수 있으며, 상기 제2필터인 LPF는 2차 필터인 것이 바람직하다.
상기 제2필터인 LPF는, 상기 제1필터와 상기 BPF 사이에 배치되는 것이 바람직하다.
상기 제2필터인 LPF 중 M번째 LPF의 출력은, 다음의 수학식 4에 의해 결정될 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112006013697590-pat00010
여기서,
Figure 112006013697590-pat00011
은 M-1번째 LPF로부터의 출력, 즉, M번째 LPF의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00012
는 감쇠상수,
Figure 112006013697590-pat00013
는 공진 주파수,
Figure 112006013697590-pat00014
은 상기 M번째 LPF로부터의 출력이다.
상기 제2필터의 LPF와 BPF는 지연되는 위상폭과 게인이 상이할 수 있다.
상기 제2필터의 LPF와 BPF 각각의 갯수는, 상기 비선형 소자, 상기 제1필터, 상기 제2필터에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수가 되도록 결정되는 것이 바람직하다.
상기 광대역신호는 소정의 주파수 대역폭에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼 돈신호인 것이 바람직하다.
한편, 상기 목적은, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 비선형 소자; 상기 고주파전력을 소정 주파수 대역으로 필터링하는 제1 LPF; 상기 필터링된 고주파전력을 소정 위상변화폭만큼 쉬프트시키는 적어도 하나의 제2 LPF; 및, 상기 제2LPF와 상이한 위상변화폭을 가지며, 상기 쉬프트된 신호를 소정의 주파수 대역으로 필터링하는 적어도 하나의 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템에 의해서도 달성될 수 있다.
상기 BPF는 제1 내지 제3BPF를 포함하는 것이 바람직하다.
한편, 상기 목적은, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 발진부; 및, 상기 고주파전력 신호 중 소정 주파수 대역을 필터링하여 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키는 공진유닛을 포함하는 신호 발생기를 갖는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템에 의해서도 달성될 수 있다.
한편, 상기 목적은, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 비선형 소자; 상기 비선형 소자로부터의 고주파전력을 입력받아 상기 고주파전력의 하모닉 신호의 적어도 일부를 필터링하는 제1필터; 및, 상기 초기신호를 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키며, 상기 광대역신호를 상기 비선형 소자로 제공하는 적어도 하나의 LPF와 적어도 하나의 BPF를 포함하는 제2필터;를 포함하는 신호발생기를 갖는 것을 특징으로 하는 RF통신 시스템에 의해서도 달성될 수 있다.
한편, 상기 목적은, 본 발명의 다른 분야에 따르면, 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 단계; 상기 고주파전력을 이용하여 발진의 초기조건을 만족하는 초기신호를 발생시키는 단계; 및, 상기 초기신호를 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키는 단계;를 포함하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법에 의해서도 달성될 수 있다.
이하에서는 첨부도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.
본 발명은 혼돈신호(Chaotic Signal)를 이용한 RF 통신 시스템과, 혼돈신호를 발생시키기 위한 혼돈신호 발생기의 구성 및 작동원리에 관한 것이다.
여기서, 혼돈신호는 송신기와 수신기 사이에 송수신되는 데이터 신호의 전송을 위해 사용되는 일종의 반송파로서, 데이터 신호의 전송을 위한 주파수대역에서 직접 생성된다.
도 1은 본 발명에 따른 혼돈신호를 이용한 RF 통신 시스템의 송수신기의 구성블럭도와, ⓐ 내지 ⓕ 각점에서의 파형이 도시되어 있다.
RF 통신 시스템의 송수신기는, 혼돈신호에 데이터 신호를 모듈레이션한 혼돈 반송파를 송신하는 송신회로(10)와, 혼돈 반송파를 수신받아 데이터 신호를 평가하는 수신회로(20)를 포함하며, 송수신용 안테나(5)와, 송신회로(10)와 수신회로(20) 중 일측을 안테나(5)에 연결하기 위한 스위치(7)와, 송신 또는 수신되는 혼돈 반송파를 필터링하는 BPF(6)(Band Pass Filter)가 마련되어 있다.
송신회로(10)는, 혼돈신호 발생기(30), 모듈레이터(11), 파워증폭기(15)를 포함한다.
혼돈신호 발생기(30)는, 미리 설정된 소정 주파수 대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼돈신호를 발생시킨다. 혼돈신호는, 도 1의 ⓓ점에 대한 그래프에 도시된 바와 같이, 시간 도메인(Time Domain)에서 볼 때, 주기와 진폭이 상이한 다수의 펄스가 연속적으로 발생하여 생성된다. 도 2(a)는 ⓓ점의 혼돈신호를 일부 확대하여 나타낸 것이다. 이러한 혼돈신호를 주파수 도메인에서 보면, 도 2(b)에 도시된 바와 같이, 미리 설정된 주파수대역에서 넓게 형성된 것을 알 수 있다. 이 때, 혼돈신호의 주파수대역은 혼돈신호 발생기(30)의 설계에 따라 달라질 수 있으며, 도 2(b)에는 UWB 대역인 3.1 내지 5.1GHz 주파수대역에서 넓게 형성된 혼돈신호를 나타내고 있다.
이러한 혼돈신호의 주파수대역은 혼돈신호 발생기(30)로부터 발생된 혼돈신호의 주파수대역에 의해 결정되며, 혼돈신호의 펄스구간(T)과 거의 무관하다. 도 3에 도시된 바와 같이, 혼돈신호의 펄스구간을 1T로 형성한 경우와, 혼돈신호의 펄스구간을 3T로 형성한 경우의 주파수 대역폭(△f)은 반송파의 광대역성에 의해 거의 동일함을 알 수 있다. 이렇게 혼돈신호의 펄스구간의 변동과 상관없이 주파수 대역폭을 유지할 수 있으므로, 혼돈신호의 펄스구간의 변경을 위해 필터나 증폭기 등의 타 부품의 변경을 필요로 하지 아니한다. 그리고 혼돈신호의 펄스구간을 변경함으로써, 더 강한 에너지를 갖는 반송파를 송수신할 수 있게 된다. 따라서, 전송파워의 최고치를 변경하지 아니한 상태에서도 혼돈신호의 펄스구간을 증감시켜 통신가능한 범위를 제어할 수 있다.
이러한 혼돈신호 발생기(30)의 상세한 구조에 대해서는, 도 4에서 설명하기 로 한다.
모듈레이터(11)는, 혼돈신호 발생기(30)로부터의 혼돈신호와, 데이터 신호를 합성함으로써, 혼돈 반송파를 생성한다. 이 때, ⓐ점에 대한 그래프에 도시된 바와 같이, 0과 1의 바이너리 형태로 형성된 데이터 비트는, ⓑ점에 대한 그래프에 도시된 바와 같은 펄스 형태로 모듈레이터(11)에 제공된다. 이러한 데이터 신호와 혼돈신호를 합성하면, ⓔ점에 대한 그래프에 도시된 바와 같이, 데이터 신호에서 정보가 존재하는 구간에서만 혼돈신호가 존재하는 혼돈 반송파가 생성된다. 도 2(d)는 ⓔ점에 대한 그래프의 혼돈 반송파 중 일부 영역을 확대한 그래프이다. 이렇게 모듈레이션이 완료된 뒤에도, 혼돈 반송파의 주파수대역은, 도 2(e)에 도시된 바와 같이, 도 2(b)에 도시된 혼돈신호의 주파수대역과 동일하다. 이를 통해서, 혼돈신호의 펄스구간과 주파수 대역폭은 무관함을 알 수 있다.
한편, 수신회로(20)는, LNA(21)(Low Noise Amp), 감지부(23), AGC(Automatic Gain Control) 증폭기(25), LPF(27), A/D컨버터(29)를 포함한다.
LNA(21)는 안테나(5)를 통해 수신된 혼돈 반송파를 증폭시켜 감지부(23)로 전달한다.
감지부(23)는, 혼돈 반송파를 감지하여 데이터 신호를 추출한다. 감지부(23)는 다이오드로 형성되며, 감지부(23)를 통과한 혼돈 반송파는, ⓒ점에 대한 그래프에 도시된 바와 같이, 굴곡이 있는 신호 파형을 형성하게 된다.
AGC 증폭기(25)는 증폭율을 증감시킬 수 있는 증폭기로서, 감지부(23)에서 추출된 신호 파형을 일정 레벨로 증폭시킨다. LPF(27)는 증폭된 신호 파형을 A/D 컨버터(29)에서 디지털 신호로 변환가능하도록 필터링한다.
A/D 컨버터(29)에서는 신호 파형을 디지털 신호로 변환함으로써, 도 2(b)에 도시된 바와 같이, 펄스 형태의 데이터 신호를 추출한다.
도 4는 도 1의 RF 통신 시스템에서 혼돈신호 발생기의 구성블럭도이다.
본 혼돈신호 발생기(30)는, 비선형 소자(31), 제1필터(33), 적어도 하나의 제2필터(35,37)가 루프를 이루고 있다.
일반적으로 비선형 소자(31)는, 발진기의 주요 구성요소이며, 작은 전력의 입력신호를 증폭시켜 큰 전력의 출력신호로 만든다.
다음의 수학식 1은, 비선형 소자(31)의 출력함수인 f(z)를 나타낸다.
Figure 112006013697590-pat00015
여기서, M은 비선형 소자(31)의 증폭기 상수이고, e1, e2은 상수이다.
이러한 비선형 소자(31)로는 트랜지스터나 다이오드가 사용되며, 트랜지스터의 경우, 트랜지스터의 동작을 위해 가한 직류 바이어스 전력이 고주파전력으로 바뀌어 증폭이 일어난다. 혼돈신호 발생기(30)에서의 비선형 소자(31)는 루프내의 노이즈를 증폭시키며, 증폭된 신호는 루프를 돌아 다시 비선형 소자(31)로 입력된다. 이러한 과정이 소정 횟수 이상 반복되면, 안정된 혼돈신호가 출력된다.
제1필터(33)는, 비선형 소자(31)에서 출력된 고주파전력 신호를 입력받으며, 고주파전력 신호를 발진이 일어날 수 있도록 처리한다. 일반적으로 비선형 소자(31)에서 노이즈를 증폭시켜 고주파전력 신호를 생성하면, 고주파전력 신호는 비선형 소자(31)의 설계시 미리 선택된 주파수 뿐만 아니라 선택된 주파수의 배수가 되는 하모닉 성분을 포함한다. 제1필터(33)는 비선형 소자(31)에서 증폭된 고주파전력 신호 중 발진을 위해 사용할 하모닉 성분의 범위를 선택한다. 즉, 제1필터(33)는 발진에 사용될 주파수 범위를 선택함으로써, 혼돈신호의 주파수대역을 한정시키는 역할을 한다.
이러한 제1필터(33)는 LPF(Low Pass Filter)로 형성되며, 이하에서는 제1필터(33)를 제1LPF(33)로 칭한다. 여기서, 제1LPF(33)는 1차 필터이며, 다음의 수학식 2는 제1LPF(33)의 입력과 출력과의 관계를 나타낸다.
Figure 112006013697590-pat00016
여기서,
Figure 112006013697590-pat00017
은 비선형 소자(31)에서 출력된 고주파출력, 즉, 제1LPF(33)로 입력되는 신호의 함수이고, T는 제1LPF(33)의 시간 상수,
Figure 112006013697590-pat00018
은 제1LPF(33)에서 출력되는 초기신호이다.
한편, 혼돈신호 발생기(30)는, 일반적인 링 오실레이터(Ring Oscillator)와 마찬가지로, 발진을 위해 2가지 조건을 만족해야 한다. 그 중 하나는, 비선형 소자(31), 제1필터(33), 제2필터(35,37)에 의해 형성되는 전체 루프를 통과하는 신호 의 위상변화량이 360도, 즉 2π의 배수가 되어야 한다는 것이다. 그리고 다른 하나는, 전체 루프의 게인(Gain)이 1보다 커야 한다는 것이다. 이러한 발진조건은, 제1필터(33)와 제2필터(35,37)가 함께 만족해야 한다.
한편, 제2필터(35,37)는, 복수의 제2LPF(35)와, 복수의 BPF(37)로 이루어지며, 링 오실레이터의 공진부와 마찬가지로, 공진 주파수의 대역을 결정하는 역할을 한다. 다만, 링 오실레이터의 공진부는 하나의 주파수를 선택하여 공진시키나, 본 혼돈신호 발생기(30)의 제2LPF(35)와 BPF(37)는 일정 대역폭의 주파수를 통과시킴으로써, 복수의 주파수 성분이 선택되도록 한다. 여기서, BPF(37)는 원하는 주파수대역에서 혼돈신호를 생성하기 위해 공진 주파수 대역을 결정하는 역할을 수행하며, 제2LPF(35)는 공진 주파수 대역을 결정하기 보다는 BPF(37)와 함께 루프를 통과한 신호의 위상변화량이 2π의 배수가 되도록 함으로써, 발진이 가능하도록 한다.
이러한 제2LPF(35)와 BPF(37)는 각각 2차 필터이며, 일반적으로 2차 필터는 1차 필터에 비해 위상 변화값이 크고 높은 루프 게인을 갖는다. 따라서, 제1LPF(33)는 1차 필터로 구성하고, 제2LPF(35)와 BPF(37)는 2차 필터로 구성하여 1차 필터 및 2차 필터를 혼용하여 사용함으로써, 여러 주파수 성분을 선택할 수 있다. 뿐만 아니라, 제2LPF(35)와 BPF(37)의 위상변화값이 상이하고, 각 주파수 성분의 상이한 위상변화로 인해 발진조건을 만족하는 넓은 주파수 대역폭을 확보할 수 있다.
이러한 제2필터(35,37)에서 제2LPF(35)가 복수개, 예를 들어, M개로 구성될 경우, 첫번째 제2LPF(35a)는 제1LPF(33)로부터 입력을 받으며, 첫번째 제2LPF(35a)의 입력과 출력과의 관계는 다음의 수학식 4a3a나타낼 수 있다.
Figure 112006013697590-pat00019
여기서,
Figure 112006013697590-pat00020
은 제1LPF(33)로부터의 출력, 즉, 첫번째 제2LPF(35a)로의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00021
는 감쇠상수,
Figure 112006013697590-pat00022
는 공진 주파수,
Figure 112006013697590-pat00023
은 첫번째 제2LPF(35a)로부터의 출력이다.
또한, 제2LPF(35) 중 M번째 제2LPF(35m)의 입력과 출력과의 관계는, 다음의 수학식 4로 나타낼 수 있다.
Figure 112006013697590-pat00024
여기서,
Figure 112006013697590-pat00025
은 M-1번째 제2LPF로부터의 출력, 즉, M번째 제2LPF(35m)의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00026
은 M번째 LPF로부터의 출력이다.
한편, 제2필터(35,37)를 이루는 BPF(37)가 복수개, 예를 들어, n개로 구성된 경우, 첫번째 BPF(37a)는 M번째 제2LPF(35m)로부터 출력된 신호를 입력받으며, 첫번째 BPF(37a)의 입력과 출력과의 관계는 다음의 수학식 3a로 나타낼 수 있다.
Figure 112006013697590-pat00027
여기서,
Figure 112006013697590-pat00028
은 M번째 제2LPF(35m)로부터의 출력, 즉, 첫번째 BPF(37a)의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00029
는 감쇠상수,
Figure 112006013697590-pat00030
는 공진 주파수,
Figure 112006013697590-pat00031
은 첫번째 BPF(37a)로부터의 출력이다.
그리고, N번째 BPF(37n)의 입력과 출력과의 관계는, 다음의 수학식 3으로 나타낼 수 있다.
Figure 112006013697590-pat00032
여기서,
Figure 112006013697590-pat00033
은 N-1번째 BPF로부터의 출력, 즉, N번째 BPF(37n)의 입력이고,
Figure 112006013697590-pat00034
은 N번째 BPF(37n)로부터의 출력이다.
이러한 BPF(37)로부터 출력된 신호는, 다시 비선형 소자(31)로 입력되며, 비선형 소자(31)에서 제1LPF(33), 제2LPF(35), BPF(37)로 형성된 루프를 복수회 거치면서 안정적인 혼돈신호가 출력된다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 혼돈신호 발생기의 구성블럭도이다. 도시된 바와 같이, 본 실시예의 혼돈신호 발생기(130)는, 비선형 소자(131), 제 1LPF(133), 제2LPF(135), 3개의 BPF(137a,137b,137c)로 구성된다.
비선형 소자(131)에서는 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 증폭시키고, 제1LPF(133)에서는 고주파전력 신호를 저주파 대역에서 필터링한다.
저주파 대역에서 필터링된 고주파전력 신호는, 제2LPF(135)와 3개의 BPF(137a,137b,137c)를 통과하면서 공진 주파수 대역이 결정된다. 공진 주파수 대역이 결정된 신호는 다시 비선형 소자(131)로 입력되고, 소정 횟수의 반복 과정을 거쳐 다수의 주파수 성분이 생성된 혼돈신호를 생성한다.
이러한 혼돈신호 발생기(130)에서 발생한 혼돈신호를 시간 도메인에서 보면, 도 6에 도시된 바와 같이, 진폭과 주기가 상이한 다수의 펄스가 연속적으로 배치되어 형성된다.
도 7은 본 발명의 혼돈신호의 파워 스팩트럼 밀도를 측정한 결과 그래프이다. 도시된 바와 같이, -20dB을 기준으로 파워 스팩트럼내에 99%의 전력이 집중되어 있음을 알 수 있다. 이는 에너지 효율이 높고, 소비 전력을 낮출 수 있음을 의미한다.
도 8(a)는 FCC에서 규정한 신호 마스크의 일례를 보인 그래프이고, 도 8(b)는 도 8(a)의 마스크를 기준으로 본 혼돈신호 발생기(130)를 통해 발생시킨 혼돈신호의 파워 스팩트럼이다. 도시된 바와 같이, 본 혼돈신호 발생기(130)를 통해 발생된 혼돈신호의 파워 스팩트럼은, FCC의 신호 마스크와 거의 일치함을 알 수 있다.
도 9(a)는 도 6에 도시된 혼돈신호에 데이터 신호를 합성한 혼돈 반송파의 시간 도메인 그래프이고, 도 9(b)는 도 9(a)의 혼돈 반송파의 파워 스팩트럼이다.
도 6의 혼돈신호는 시간 도메인을 기준으로 지속적으로 신호가 형성되어 있음을 볼 수 있다. 이에 반해, 도 9(a)의 혼돈 반송파는 데이터 신호에 따라 혼돈신호가 생성과 소멸을 반복하고 있다. 그러나, 도 8(b)와 도 9(b)를 비교해 보면, 혼돈신호에 데이터 신호를 합성하기 전과, 데이터 신호를 합성한 후의 파워 스팩트럼의 변화가 거의 없음을 알 수 있다.
따라서, 데이터 신호의 합성 여부에 따라 파워 스팩트럼의 변화가 거의 없으므로, 합성 이후의 RF 통신 시스템의 대부분을 그대로 사용할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 혼돈신호 발생기를 구비한 RF 통신 시스템에서는, 광대역의 고주파 신호인 혼돈신호를 반송파로 사용함으로써, 송신회로에서는 별도의 VCO, PLL, 업믹서를 사용할 필요가 없고, 수신회로에서는 다운믹서 등을 사용할 필요가 없을 뿐만 아니라, 감지부도 다이오드를 이용하여 광대역 RF 통신 시스템을 간편하게 구성할 수 있다. 따라서, RF 통신 시스템의 소비전력을 획기적으로 감소시킬 수 있으므로, 저전력의 RF 통신 시스템을 구현할 수 있을 뿐만 아니라, RF 통신 시스템의 크기를 축소시킬 수 있다. 그리고 원가 절감과 더불어 RF 통신 시스템의 구현이 용이해진다. 특히, 본 혼돈신호 발생기는 -20dB을 기준으로 파워 스팩트럼의 99%가 FCC의 기준 마스크내에 분포되어 있으므로, 전력효율이 높다.
또한, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시형태에 관해 설명하였으 나, 이는 예시적인 것으로 받아들여져야 하며, 본 발명의 기술적 사상에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시 형태에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위 뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (45)

  1. 소정 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼돈신호를 발생시키는 혼돈신호 발생기;
    상기 혼돈신호에 정보를 나타내는 데이터 신호를 합성하여 혼돈 반송파를 생성하는 모듈레이터; 및,
    상기 모듈레이터에서 합성된 혼돈 반송파를 전송하는 안테나를 포함하는 송신회로;를 포함하며,
    상기 혼돈신호 발생기는,
    직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 발진부;
    상기 고주파전력을 소정 주파수 대역으로 필터링하는 제1 LPF;
    상기 필터링된 고주파전력을 소정 위상변화폭만큼 쉬프트시키는 적어도 하나의 제2 LPF;
    상기 제2 LPF와 상이한 위상변화폭을 가지며, 상기 쉬프트된 신호를 소정의 주파수 대역으로 필터링하는 적어도 하나의 BPF;를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 발진부는 비선형 소자로 마련되며, 상기 비선형 소자의 고주파전력은, 다음의 수학식 1의 함수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
    [수학식 1]
    Figure 112012049848718-pat00035
    여기서, M은 상기 비선형 소자의 증폭기 상수이고, e1, e2은 상수이다.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 비선형 소자는, 트랜지스터와 다이오드 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 신호 발생기의 발진조건은, 상기 비선형 소자, 상기 제1 LPF, 상기 적어도 하나의 제2 LPF 및 상기 적어도 하나의 BPF에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 신호 발생기의 발진조건은, 상기 루프의 전체 게인(Gain)이 1보다 큰 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 LPF에서 출력되는 신호는 다음의 수학식 2에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
    [수학식 2]
    Figure 112012049848718-pat00036
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00037
    은 상기 발진부에서 출력된 고주파출력, T는 상기 제1 LPF의 시간 상수,
    Figure 112012049848718-pat00038
    은 상기 제1 LPF에서 출력되는 신호,
    Figure 112012049848718-pat00072
    은
    Figure 112012049848718-pat00073
    의 1차 미분값이다.
  9. 삭제
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 LPF는 1차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  11. 삭제
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 BPF는 2차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 BPF 중 N번째 BPF의 출력은, 다음의 수학식 3에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
    [수학식 3]
    Figure 112012049848718-pat00039
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00040
    은 N-1번째 BPF로부터의 출력, 즉, N번째 BPF의 입력이고,
    Figure 112012049848718-pat00041
    는 감쇠상수,
    Figure 112012049848718-pat00042
    는 공진 주파수,
    Figure 112012049848718-pat00043
    은 상기 N번째 BPF로부터의 출력,
    Figure 112012049848718-pat00074
    은
    Figure 112012049848718-pat00075
    의 2차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00076
    은
    Figure 112012049848718-pat00077
    의 1차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00078
    은
    Figure 112012049848718-pat00079
    의 1차 미분값이다.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 BPF는 상기 신호 발생기의 공진 주파수 대역을 결정하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  15. 삭제
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LPF는 2차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LPF는, 상기 제1 LPF와 상기 적어도 하나의 BPF 사이에 배치되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LPF 중 M번째 LPF의 출력은, 다음의 수학식 4에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
    [수학식 4]
    Figure 112012049848718-pat00044
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00045
    은 M-1번째 LPF로부터의 출력, 즉, M번째 LPF의 입력이고,
    Figure 112012049848718-pat00046
    는 감쇠상수,
    Figure 112012049848718-pat00047
    는 공진 주파수,
    Figure 112012049848718-pat00048
    은 상기 M번째 LPF로부터의 출력,
    Figure 112012049848718-pat00080
    은
    Figure 112012049848718-pat00081
    의 2차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00082
    은
    Figure 112012049848718-pat00083
    의 1차 미분값이다.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LPF와 상기 적어도 하나의 BPF는 지연되는 위상폭과 게인이 상이한 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LPF와 상기 적어도 하나의 BPF 각각의 갯수는, 비선형 소자, 상기 제1 LPF, 상기 적어도 하나의 제2 LPF 및 상기 적어도 하나의 BPF에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수가 되도록 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  21. 삭제
  22. 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 비선형 소자;
    상기 고주파전력을 소정 주파수 대역으로 필터링하는 제1LPF;
    상기 필터링된 고주파전력을 소정 위상변화폭만큼 쉬프트시키는 적어도 하나의 제2 LPF; 및,
    상기 제2LPF와 상이한 위상변화폭을 가지며, 상기 쉬프트된 신호를 소정의 주파수 대역으로 필터링하는 적어도 하나의 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 BPF는 제1 내지 제3 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템.
  24. 삭제
  25. 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 비선형 소자;
    상기 비선형 소자로부터의 고주파전력을 입력받아 상기 고주파전력의 하모닉 신호의 적어도 일부를 필터링하는 제1필터; 및,
    상기 필터링된 고주파전력을 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키며 상기 광대역신호를 상기 비선형 소자로 제공하는, 적어도 하나의 LPF 및 상기 적어도 하나의 LPF와 지연되는 위상폭이 상이한 적어도 하나의 BPF를 포함하는 제2필터;를 포함하는 신호발생기를 갖는 것을 특징으로 하는 RF통신 시스템.
  26. 삭제
  27. 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 비선형 소자;
    상기 비선형 소자로부터의 고주파전력을 입력받아 상기 고주파전력의 하모닉 신호의 적어도 일부를 필터링하는 제1필터; 및,
    상기 필터링된 고주파전력을 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키며 상기 광대역신호를 상기 비선형 소자로 제공하는, 적어도 하나의 LPF 및 상기 적어도 하나의 LPF와 지연되는 위상폭이 상이한 적어도 하나의 BPF를 포함하는 제2필터;를 포함하는 신호발생기를 갖는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 신호발생기.
  28. 직류 바이어스 전력을 고주파전력으로 바꾸는 단계;
    상기 고주파전력을 이용하여 발진의 초기조건을 만족하는 초기신호를 발생시키는 단계; 및,
    상기 초기신호를 발진시켜 일정 범위의 주파수대역에서 다수의 주파수 성분을 갖는 광대역신호를 발생시키는 단계;를 포함하며,
    상기 광대역신호를 발생시키는 제2 필터는, 적어도 하나의 LPF 및 상기 적어도 하나의 LPF와 지연되는 위상폭이 상이한 적어도 하나의 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 고주파전력은, 다음의 수학식 1의 함수에 의해 발생되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
    [수학식 1]
    Figure 112006013697590-pat00049
    여기서, M은 상기 고주파전력을 발생시키는 비선형 소자의 증폭기 상수이고, e1, e2은 상수이다.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 비선형 소자는, 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼 돈신호 생성방법.
  31. 제 28 항에 있어서,
    상기 발진이 일어나기 위해, 상기 직류 바이어스 전류가 상기 광대역신호로 변환되는 과정에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 발진이 일어나기 위해, 상기 루프의 전체 게인(Gain)이 1보다 큰 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  33. 제 28 항에 있어서,
    상기 초기신호는 다음의 수학식 2에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
    [수학식 2]
    Figure 112012049848718-pat00050
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00051
    은 상기 고주파전력, T는 상기 초기신호를 생성하는 제1필터의 시간 상수,
    Figure 112012049848718-pat00052
    은 상기 제1필터에서 출력되는 초기신호,
    Figure 112012049848718-pat00084
    은
    Figure 112012049848718-pat00085
    의 1차 미분값이다.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 제1필터는 LPF(Low Pass Filter)인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 제1필터는 1차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  36. 삭제
  37. 제 28 항에 있어서,
    상기 BPF는 2차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 BPF 중 N번째 BPF의 출력은, 다음의 수학식 3에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
    [수학식 3]
    Figure 112012049848718-pat00053
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00054
    은 N-1번째 BPF로부터의 출력, 즉, N번째 BPF의 입력이고,
    Figure 112012049848718-pat00055
    는 감쇠상수,
    Figure 112012049848718-pat00056
    는 공진 주파수,
    Figure 112012049848718-pat00057
    은 상기 N번째 BPF로부터의 출력,
    Figure 112012049848718-pat00086
    은
    Figure 112012049848718-pat00087
    의 2차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00088
    은
    Figure 112012049848718-pat00089
    의 1차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00090
    은
    Figure 112012049848718-pat00091
    의 1차 미분값이다.
  39. 삭제
  40. 제 28 항에 있어서,
    상기 제2필터인 LPF는 2차 필터인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  41. 제 40 항에 있어서,
    상기 제2필터인 LPF는, 상기 초기신호를 발생시키는 제1필터와 상기 BPF 사이에 배치되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 제2필터인 LPF 중 M번째 LPF의 출력은, 다음의 수학식 4에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
    [수학식 4]
    Figure 112012049848718-pat00058
    여기서,
    Figure 112012049848718-pat00059
    은 M-1번째 LPF로부터의 출력, 즉, M번째 LPF의 입력이고,
    Figure 112012049848718-pat00060
    는 감쇠상수,
    Figure 112012049848718-pat00061
    는 공진 주파수,
    Figure 112012049848718-pat00062
    은 상기 M번째 LPF로부터의 출력,
    Figure 112012049848718-pat00092
    은
    Figure 112012049848718-pat00093
    의 2차 미분값,
    Figure 112012049848718-pat00094
    은
    Figure 112012049848718-pat00095
    의 1차 미분값이다.
  43. 삭제
  44. 제 42 항에 있어서,
    상기 제2필터의 LPF와 BPF 각각의 갯수는, 상기 고주파전력을 출력하는 비선형 소자, 상기 제1필터, 상기 제2필터에 의해 형성되는 루프를 통과한 신호의 위상이 2π의 배수가 되도록 결정되는 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
  45. 제 28 항에 있어서,
    상기 광대역신호는 소정 주파수대역내에서 다수의 주파수 성분을 갖는 혼돈신호인 것을 특징으로 하는 RF 통신 시스템의 혼돈신호 생성방법.
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