CN104734549A - 一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法 - Google Patents

Abstract

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，各逆变器的本地控制器中不含有滑窗离散傅里叶变换，利用下垂控制输出参考电压的相位角对集中控制器的传输量进行dq/αβ坐标变换。下垂控制输出参考电压减去基波虚拟阻抗电压和滤波电容电压，差值输入第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压加上滤波电容电压，和值输入第二准比例谐振控制进行电压调节；第一准比例谐振控制的输出量与第二准比例谐振控制的输出量之差作为参考电流。应用本发明于带非线性负载、各逆变器馈线阻抗不相同及额定容量不一致等复杂条件下的孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统中，仍实现了逆变器输出功率均分控制，且各逆变器间的环流得到有效抑制。

Description

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法

技术领域

本发明涉及一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，属于分布式发电及智能电网技术领域。

背景技术

为了解决分布式电源接入电网的技术难题，电力系统相关学者们提出了微电网的概念。微电网是由分布式微源、能量转换装置及本地负载通过网络互联组成，能够实现自我控制、保护和管理的局部发电系统。在微电网中，大多数分布式微源均通过逆变器接口接入交流母线，从而形成了一种多逆变器并联运行环境。

由于交流母线上的本地负载多种多样，其中不可避免地有非线性负载存在，这样就给微电网中的逆变器控制带来巨大挑战：除了考虑基波功率的合理分配以外，还需要有效避免谐波功率对逆变器运行的影响；另外，各个并联逆变器均通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一，则馈线长度各异，进而导致馈线的电气参数各不相同。除此之外，各个并联逆变器的额定容量未必一致，按照它们各自的额定容量分配功率，至今仍是低电压微电网多逆变器并联运行这一领域的研究难点。

在现有技术中与本发明申请相关的内容主要有以下几篇文献：

文献一为2014年6月发表在《电工技术学报》第29卷第6期上的《并联逆变器输出阻抗分析及电压控制策略》一文。该文在分析低电压微电网多逆变器并联控制策略时，提出了一种基于虚拟复阻抗的电压控制策略，最终使逆变器等效输出阻抗呈现纯电阻性特性，并在低电压微电网带纯电阻性负载实验中取得较好的实验效果。然而，该文实验验证部分应用的是纯电阻性负载，而且两台并联逆变器的额定容量相同，故该文提出的控制方法是否能够有效应对实际相对复杂的低电压微电网多逆变器孤岛运行环境，有待进一步研究和验证。不过，该文提出的虚拟复阻抗这一思想为进一步研究低电压微电网多逆变器并联控制策略，提供了很好的借鉴。

文献二为2013年11月发表在《电网技术》第37卷第11期上的《基于分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略》一文。该文针对低电压微电网带非线性负载的多逆变器并联系统，提出了一种分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略。对每个逆变器的输出电流采用带通滤波器进行分频，得到各次谐波电流；通过将各次虚拟电阻分别引入到逆变器输出的各次谐波电流反馈环中，得到各次指令谐波电压，从而对电压控制环进行修正。然而，该文未对额定容量不一致的各逆变器功率均分控制进行研究，此外，相较于虚拟复阻抗而言，文中所述分频虚拟电阻增大了逆变器输出阻抗中的电阻性分量，但对于逆变器输出阻抗中电感性分量不能够改变，故此方法有待进一步改进。

中国专利文献CN102437589B公开了一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，该专利将PID控制方法与无差拍控制方法结合使用。但是，该专利未考虑谐波功率、馈线阻抗不一致、逆变器额定容量不一致等实际条件下的多种复杂因素对逆变器功率均分控制的影响。

中国专利文献CN102842921B公开了一种鲁棒功率下垂控制的微电网多逆变器并联电压控制方法。针对微电网中的每台逆变器，采用鲁棒功率下垂控制器计算并合成逆变器输出参考电压；通过引入虚拟复阻抗，采用基于虚拟阻抗和准谐振PR控制的多环电压控制方法，使得逆变器输出阻抗在工频条件下呈纯阻性，从而实现微电网多逆变器并联运行和功率均分。然而，该专利所涉及的方法未必能够应用于含有非线性负载的孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统。

中国专利文献CN103227581B公开了一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括谐波下垂控制、功率下垂控制及电压控制。谐波下垂控制通过快速傅里叶FFT变换分频检测特征次谐波功率，根据谐波下垂特性，计算出逆变器输出的特征次谐波参考电压，功率下垂控制计算出基波参考电压，两者合成作为逆变器输出参考电压。但是，该专利需要对瞬时有功功率和瞬时无功功率进行快速傅里叶变换FFT，分频检测出各特征次谐波功率，然后需要对各特征次谐波分别计算并合成谐波参考电压，这样具体实施过程过于复杂，程序计算量比较大，对系统的快速响应速度产生不良影响。

综上所述，现有技术中并未较好地解决低电压微电网中存在的谐波功率、馈线阻抗不一致、逆变器额定容量不一致等实际复杂因素时逆变器功率均分控制这一技术难题。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明公开了一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法。

本发明的技术方案如下：

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S₁-S₄四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；

所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压u_{c_α}、滤波电感电流i_{inv_α}、馈线电流i_{line_α}分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}；

(2)对滤波电容电压u_{c_α}延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压u_{c_α}的共轭值u_{c_β}，对馈线电流i_{line_α}延时四分之一工频周期，得到馈线电流i_{line_α}的共轭值i_{line_β}；通过功率计算，由u_{c_α}、u_{c_β}、i_{line_α}、i_{line_β}计算得到有功功率P和无功功率Q；

(3)通过下垂控制，由有功功率P和无功功率Q计算得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；

(4)由参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压u_{droop_α}；

(5)对下垂控制输出参考电压u_{droop_α}延时四分之一工频周期，得其共轭值u_{droop_β}，对u_{droop_α}和u_{droop_β}进行PLL锁相，得到下垂控制输出参考电压相位角θ_droop；

(6)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}传送至本地控制器；本地控制器参考hθ_droop，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}；

(7)将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh；

(8)通过i_{line_α}、i_{line_β}和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压u_vf；

(9)下垂控制输出参考电压u_{droop_α}减去基波虚拟阻抗电压u_vf和滤波电容电压u_{c_α}，得到的差值通过输入第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压u_vh加上滤波电容电压u_{c_α}，得到的和值通过输入第二准比例谐振控制进行电压调节；

(10)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流i_ref；

(11)参考电流i_ref减去滤波电感电流i_{inv_α}，得到的差值再乘以电流增益K_I，得到调制信号i_r；

(12)调制信号i_r经驱动及保护电路驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

根据本发明优选的，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}，具体步骤包括：

a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}和h次谐波分量u_{pcch_α}，对u_{pccf_α}延时四分之一工频周期，得到对应的共轭值u_{pccf_β}，对u_{pcch_α}延时四分之一h次谐波频率周期，得到对应的共轭值u_{pcch_β}；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数H_SDFT(z)如式(Ⅰ)所示：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\πh}/N}{z}^{-1}}---\left(I\right)$

式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1；提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j²＝-1；

b、对公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}及u_{pccf_α}的共轭值u_{pccf_β}进行PLL锁相，得到公共母线电压u_pcc相位角θ_pcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}=\left\{\begin{array}{cc}{\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}\&GreaterEqual;0)\\ {\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})+\mathrm{\&pi;}& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}<0)\end{array}\right.---\left(\mathrm{II}\right);$

c、参考hθ_pcc，对公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}进行αβ/dq坐标变换，得到u_{pcch_d}和u_{pcch_q},计算公式如式(Ⅲ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\\ -\sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(\mathrm{III}\right).$

此处设计的优势在于，采用了解耦控制的dq变换方法,把正交静止坐标系变换成同步旋转坐标系。αβ/dq坐标变换使得各个控制量可以独立控制，可以消除谐波电压和不对称电压的影响，容易实现基波与谐波的分离，也易于低带宽通信对信号的传输。

根据本发明优选的，所述步骤(2)中，有功功率P和无功功率Q的计算公式如式(Ⅳ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}+u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\\ Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\end{array}\right.---\left(\mathrm{IV}\right)$

式(Ⅳ)中，s为复频率，ω_LPF为低通滤波器的截止频率。

根据本发明优选的，所述步骤(3)中，参考电压角频率ω和参考电压幅值E的计算公式如式(Ⅴ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}=\mathrm{\&omega;}*-D_P\&CenterDot;P\\ E=E*-D_Q\&CenterDot;Q\end{array}\right.---\left(V\right)$

式(Ⅴ)中，E^*为空载电压幅值参考值，ω^*为空载角频率参考值；D_P为有功功率P下垂系数，D_Q为无功功率Q下垂系数；

含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系满足式(Ⅵ)所示关系：

$\left\{\begin{array}{c}{D}_{P,1}{P}_{\mathrm{rated},1}=D_{P,2}{P}_{\mathrm{rated},2}=...=D_{P,N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ D_{Q,1}{Q}_{\mathrm{rated},1}=D_{Q,2}{Q}_{\mathrm{rated},2}=...=D_{Q,N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VI}\right)$

式(Ⅵ)中，D_P,1至D_P,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，D_Q,1至D_Q,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；P_rated,1至P_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Q_rated,1至Q_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；

各逆变器的等效输出阻抗Z_eq满足的条件如式(Ⅶ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{eq},1}{P}_{\mathrm{rated},1}=R_{\mathrm{eq},2}{P}_{\mathrm{rated},2}=...=R_{\mathrm{eq},N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ X_{\mathrm{eq},1}{Q}_{\mathrm{rated},1}=X_{\mathrm{eq},2}{Q}_{\mathrm{rated},2}=...=X_{\mathrm{eq},N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VII}\right)$

式(Ⅶ)中，R_eq,1至R_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，X_eq,1至X_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；

各逆变器的等效输出阻抗Z_eq计算公式如式(Ⅷ)所示：

Z_eq＝R_eq+jX_eq＝Z_line+Z_out＝(R_line+jω^*L_line)+Z_out   (Ⅷ)

式(Ⅷ)中，R_eq为逆变器的等效输出电阻，X_eq为逆变器的等效输出电抗，Z_line为逆变器馈线阻抗，Z_out为逆变器输出阻抗，R_line为逆变器馈线电阻，L_line为逆变器馈线电抗，ω^*为空载角频率参考值，j为虚数单位，且j²＝-1。

在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，为使负荷按照各逆变器的额定容量大小呈比例分配，即要实现功率均分控制，则各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系满足式(Ⅵ)所示关系；

各个并联逆变器通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一，则馈线长度各异，馈线的电气参数就各不相同，这样就会导致逆变器之间产生环流；在各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如上述式(Ⅵ)的前提下，考虑馈线阻抗的影响，若要实现不同功率等级、不同馈线阻抗条件下的多逆变器并联功率均分控制，各逆变器的等效输出阻抗Z_eq满足的条件如式(Ⅶ)所示；各逆变器的等效输出阻抗Z_eq计算公式如式(Ⅷ)所示。

根据本发明优选的，所述步骤(6)中，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}，具体计算公式如式(Ⅸ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& -\sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\\ \sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& \cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]---\left(\mathrm{IX}\right).$

为了避免公共母线电压u_pcc相位角θ_pcc经低带宽通信传输，利用下垂控制输出参考电压的相位角θ_droop替代θ_pcc进行dq/αβ坐标变换。

根据本发明优选的，所述步骤(7)中，将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh，具体计算公式如式(Ⅹ)所示：

$u_{\mathrm{vh}}=\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}-\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}---\left(X\right)$

式(Ⅹ)中，h次谐波反馈系数G_h为一复数，G_h＝G_{R_h}+jG_{I_h}，G_{R_h}是G_h的实部，G_{I_h}是G_h的虚部，j为虚数单位，且j²＝-1。

根据本发明优选的，所述步骤(8)中，基波虚拟阻抗电压u_vf的计算公式如式(Ⅺ)所示：

u_vf＝R_vfi_{line_α}-ω_fL_vfi_{line_β}   (Ⅺ)

式(Ⅺ)中，R_vf为基波虚拟阻抗的电阻值，L_vf为基波虚拟阻抗的电感值，ω_f为基波角频率。

根据本发明优选的，所述步骤(9)中，第一准比例谐振控制的传递函数G₁(s)如式(Ⅻ)所示：

$G_1\left(s\right)=k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2}---\left(\mathrm{XII}\right)$

式(Ⅻ)中，s为复频率，k_p1为第一准比例谐振控制的比例系数，k_if为第一准比例谐振控制的谐振增益；ω_c1为第一准比例谐振控制的截止频率；ω_f为基波角频率；

第二准比例谐振控制的传递函数G₂(s)如式(XIII)所示：

$G_2\left(s\right)=k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2}---\left(\mathrm{XIII}\right)$

式(XIII)中，s为复频率，k_p2为第二准比例谐振控制的比例系数，k_ih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ω_c2为第二准比例谐振控制的截止频率；ω_h为h次谐波角频率。

根据本发明优选的，所述步骤(10)中，参考电流i_ref计算公式如式(XIV)所示：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ref}}=(k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2})(u_{\mathrm{droop}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{\mathrm{vf}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ -(k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2})(u_{\mathrm{vh}}+u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\end{array}---\left(\mathrm{XIV}\right).$

根据本发明优选的，所述步骤(11)中，调制信号i_r计算公式如式(XV)所示：

i_r＝K_I(i_ref-i_{inv_}α)   (XV)。

本发明的有益效果为：

1、在孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统带非线性负载、各逆变器馈线阻抗不相同及额定容量不一致等实际复杂运行条件下，逆变器仍能够向公共母线提供稳定的电压和频率支撑，公共母线谐波电压畸变率显著降低，逆变器间的环流得到抑制、功率得到均分控制，确保了孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统稳定运行。

2、采用集中控制器对公共母线电压采样处理，通过低带宽通信将输出信号传送到各逆变器的本地控制器中，避免了各个逆变器均对公共母线电压进行采样，节约了设备成本，简化了本地控制器的结构设计。

3、在孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统中，采用将部分电气量延时得到其共轭值的方法，构造出αβ坐标系进行运算；利用低带宽通信传输信号时，通过把正交的αβ静止坐标变换成dq同步旋转坐标系，容易实现基波量与谐波量以及各次谐波量之间的分离传输。

4、在本地控制器中，提取下垂控制输出参考电压的相位角，代替公共母线电压相位角进行dq/αβ坐标变换，一方面避免了经低带宽通信传输公共母线电压相位角引起的延时和失真，另一方面不需用滑窗离散傅里叶变换SDFT对滤波电容电压提取基波分量。同时，有功功率和无功功率计算过程中使用了数字低通滤波，不需用滑窗离散傅里叶变换SDFT对馈线电流提取基波分量，使得整个本地控制器中不含有提取基波分量的滑窗离散傅里叶变换SDFT，减少了计算量。

5、第一准比例谐振控制和第二准比例谐振控制同时对电压进行调节，实现了基波分量和谐波分量的分离运算。

附图说明

图1为本发明孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统结构示意图；

图1中，u_{c_α}为滤波电容电压，i_{inv_α}为滤波电感电流，i_{line_α}为馈线电流，u_pcc为公共母线电压；L_L为LC滤波电路的电感，C_L为LC滤波电路的电容，R_line、为馈线的电阻，L_line为馈线的电感；

图2为本发明孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法示意图；

图3为本发明集中控制器工作原理示意图。

具体实施方式

下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步限定，但不限于此。

实施例1

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S₁-S₄四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统的结构示意图如图1所示；

所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压u_{c_α}、滤波电感电流i_{inv_α}、馈线电流i_{line_α}分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}；

(2)对滤波电容电压u_{c_α}延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压u_{c_α}的共轭值u_{c_β}，对馈线电流i_{line_α}延时四分之一工频周期，得到馈线电流i_{line_α}的共轭值i_{line_β}；通过功率计算，由u_{c_α}、u_{c_β}、i_{line_α}、i_{line_β}计算得到有功功率P和无功功率Q；

(3)通过下垂控制，由有功功率P和无功功率Q计算得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；

(4)由参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压u_{droop_α}；

(5)对下垂控制输出参考电压u_{droop_α}延时四分之一工频周期，得其共轭值u_{droop_β}，对u_{droop_α}和u_{droop_β}进行PLL锁相，得到下垂控制输出参考电压相位角θ_droop；

(6)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}传送至本地控制器；本地控制器参考hθ_droop，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}；

(7)将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh；

(8)通过i_{line_α}、i_{line_β}和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压u_vf；

(9)下垂控制输出参考电压u_{droop_α}减去基波虚拟阻抗电压u_vf和滤波电容电压u_{c_α}，得到的差值通过输入第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压u_vh加上滤波电容电压u_{c_α}，得到的和值通过输入第二准比例谐振控制进行电压调节；

(10)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流i_ref；

(11)参考电流i_ref减去滤波电感电流i_{inv_α}，得到的差值再乘以电流增益K_I，得到调制信号i_r；

(12)调制信号i_r经驱动及保护电路驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

如图2所示为孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法示意图。

实施例2

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}，具体步骤包括：

a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}和h次谐波分量u_{pcch_α}，对u_{pccf_α}延时四分之一工频周期，得到对应的共轭值u_{pccf_β}，对u_{pcch_α}延时四分之一h次谐波频率周期，得到对应的共轭值u_{pcch_β}；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数H_SDFT(z)如式(Ⅰ)所示：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\&pi;h}/N}{z}^{-1}}---\left(I\right)$

式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1；提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j²＝-1；

b、对公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}及u_{pccf_α}的共轭值u_{pccf_β}进行PLL锁相，得到公共母线电压u_pcc相位角θ_pcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}=\left\{\begin{array}{cc}{\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}\&GreaterEqual;0)\\ {\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})+\mathrm{\&pi;}& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}<0)\end{array}\right.---\left(\mathrm{II}\right);$

c、参考hθ_pcc，对公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}进行αβ/dq坐标变换，得到u_{pcch_d}和u_{pcch_q},计算公式如式(Ⅲ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\\ -\sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(\mathrm{III}\right).$

集中控制器的工作原理示意图如图3所示。

此处设计的优势在于，采用了解耦控制的dq变换方法,把正交静止坐标系变换成同步旋转坐标系。αβ/dq坐标变换使得各个控制量可以独立控制，可以消除谐波电压和不对称电压的影响，容易实现基波与谐波的分离，也易于低带宽通信对信号的传输。

实施例3

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(2)中，有功功率P和无功功率Q的计算公式如式(Ⅳ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}+u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\\ Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\end{array}\right.---\left(\mathrm{IV}\right)$

式(Ⅳ)中，s为复频率，ω_LPF为低通滤波器的截止频率，ω_LPF为37.7rad/s。

实施例4

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(3)中，参考电压角频率ω和参考电压幅值E的计算公式如式(Ⅴ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}=\mathrm{\&omega;}*-D_P\&CenterDot;P\\ E=E*-D_Q\&CenterDot;Q\end{array}\right.---\left(V\right)$

式(Ⅴ)中，E^*为空载电压幅值参考值，ω^*为空载角频率参考值；D_P为有功功率P下垂系数，D_Q为无功功率Q下垂系数；

在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统中，为使负荷按照各逆变器的额定容量大小呈比例分配，即要实现功率均分控制，那么各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的需满足式(Ⅵ)所示关系：

$\left\{\begin{array}{c}{D}_{P,1}{P}_{\mathrm{rated},1}=D_{P,2}{P}_{\mathrm{rated},2}=...=D_{P,N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ D_{Q,1}{Q}_{\mathrm{rated},1}=D_{Q,2}{Q}_{\mathrm{rated},2}=...=D_{Q,N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VI}\right);$

式(Ⅵ)中，D_P,1至D_P,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，D_Q,1至D_Q,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；P_rated,1至P_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Q_rated,1至Q_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；

各个并联逆变器通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一、馈线长度各异，馈线的电气参数就各不相同，这样就会导致逆变器之间产生环流；在各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如上述式(Ⅵ)的前提下，考虑馈线阻抗的影响，若要实现不同功率等级、不同馈线阻抗条件下的多逆变器并联功率均分控制，各逆变器的等效输出阻抗Z_eq还需满足式(Ⅶ)所示条件：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{eq},1}{P}_{\mathrm{rated},1}=R_{\mathrm{eq},2}{P}_{\mathrm{rated},2}=...=R_{\mathrm{eq},N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ X_{\mathrm{eq},1}{Q}_{\mathrm{rated},1}=X_{\mathrm{eq},2}{Q}_{\mathrm{rated},2}=...=X_{\mathrm{eq},N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VII}\right)$

式(Ⅶ)中，R_eq,1至R_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，X_eq,1至X_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；

各逆变器的等效输出阻抗Z_eq计算式如式(Ⅷ)所示：

Z_eq＝R_eq+jX_eq＝Z_line+Z_out＝(R_line+jω^*L_line)+Z_out   (Ⅷ)

式(Ⅷ)中，R_eq为逆变器的等效输出电阻，X_eq为逆变器的等效输出电抗，Z_line为逆变器馈线阻抗，Z_out为逆变器输出阻抗，R_line为逆变器馈线电阻，L_line为逆变器馈线电抗，ω^*为空载角频率参考值，j为虚数单位，且j²＝-1。

实施例5

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(6)中，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}，具体计算公式如式(Ⅸ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& -\sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\\ \sin \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& \cos \left(h{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]---\left(\mathrm{IX}\right).$

为了避免公共母线电压u_pcc相位角θ_pcc经低带宽通信传输，利用下垂控制输出参考电压的相位角θ_droop替代θ_pcc进行dq/αβ坐标变换。

实施例6

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(7)中，将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh，具体计算公式如式(Ⅹ)所示：

$u_{\mathrm{vh}}=\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}-\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}---\left(X\right)$

式(Ⅹ)中，h次谐波反馈系数G_h为一复数，G_h＝G_{R_h}+jG_{I_h}，G_{R_h}是G_h的实部，G_{I_h}是G_h的虚部，j为虚数单位，且j²＝-1。

式(Ⅹ)的详细推导过程为：

$\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{vh}}=\mathrm{Re}\left[\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}(G_{R\_h}+j{G}_{I-H})V_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\right]\\ =\mathrm{Re}\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\right)+\mathrm{Re}\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}j{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\right)\\ =\mathrm{Re}\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\right)+\mathrm{Re}\left[\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}j{G}_{I\_h}\left(j{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\right)\right]\\ =\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}-\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}$

实施例7

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(8)中，基波虚拟阻抗电压u_vf的计算公式如式(Ⅺ)所示：

u_vf＝R_vfi_{line_α}-ω_fL_vfi_{line_β}   (Ⅺ)

式(Ⅺ)中，R_vf为基波虚拟阻抗的电阻值，L_vf为基波虚拟阻抗的电感值，ω_f为基波角频率。

实施例8

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(9)中，第一准比例谐振控制的传递函数G₁(s)如式(Ⅻ)所示：

$G_1\left(s\right)=k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2}---\left(\mathrm{XII}\right)$

式(Ⅻ)中，s为复频率，k_p1为第一准比例谐振控制的比例系数，k_if为第一准比例谐振控制的谐振增益；ω_c1为第一准比例谐振控制的截止频率；ω_f为基波角频率；

第二准比例谐振控制的传递函数G₂(s)如式(XIII)所示：

$G_2\left(s\right)=k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2}---\left(\mathrm{XIII}\right)$

式(XIII)中，s为复频率，k_p2为第二准比例谐振控制的比例系数，k_ih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ω_c2为第二准比例谐振控制的截止频率；ω_h为h次谐波角频率。

实施例9

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(10)中，参考电流i_ref计算公式如式(XIV)所示：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ref}}=(k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2})(u_{\mathrm{droop}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{\mathrm{vf}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ -(k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2})(u_{\mathrm{vh}}+u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\end{array}---\left(\mathrm{XIV}\right)$

式(XIV)中，ω_c1＝ω_c2，k_p1＝k_p2；

式(XIV)可进一步写为：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ref}}=(k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2})(u_{\mathrm{droop}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{\mathrm{vf}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ -(k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2})(u_{\mathrm{vh}}+u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ =(k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2})(u_{\mathrm{droop}\_\mathrm{\&alpha;}}-R_{\mathrm{vf}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}+{\mathrm{\&omega;}}_f{L}_{\mathrm{vf}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ -(k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2})(\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}-\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}+u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\end{array}$

式(XIV)中各参数取值为如下表所示：

参数名称	参数值	参数名称	参数值
				ωc1(rad/s)	4.1	ωc2(rad/s)	4.1

kp1	0.11	kp2	0.11
				kif	25	kih(h＝3)	15
kih(h＝5)	15	kih(h＝7)	10
				kih(h＝9)	10

实施例10

根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(11)中，调制信号i_r计算公式如式(XV)所示：

i_r＝K_I(i_ref-i_{inv_}α)   (XV)；

式(XV)中，K_I取值为20。

Claims (10)

1.一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S₁-S₄四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；

所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压u_{c_α}、滤波电感电流i_{inv_α}、馈线电流i_{line_α}分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}；

(2)对滤波电容电压u_{c_α}延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压u_{c_α}的共轭值u_{c_β}，对馈线电流i_{line_α}延时四分之一工频周期，得到馈线电流i_{line_α}的共轭值i_{line_β}；通过功率计算，由u_{c_α}、u_{c_β}、i_{line_α}、i_{line_β}计算得到有功功率P和无功功率Q；

(3)通过下垂控制，由有功功率P和无功功率Q计算得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；

(4)由参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压u_{droop_α}；

(5)对下垂控制输出参考电压u_{droop_α}延时四分之一工频周期，得其共轭值u_{droop_β}，对u_{droop_α}和u_{droop_β}进行PLL锁相，得到下垂控制输出参考电压相位角θ_droop；

(6)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}传送至本地控制器；本地控制器参考hθ_droop，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}；

(7)将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh；

(8)通过i_{line_α}、i_{line_β}和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压u_vf；

(9)下垂控制输出参考电压u_{droop_α}减去基波虚拟阻抗电压u_vf和滤波电容电压u_{c_α}，得到的差值通过输入第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压u_vh加上滤波电容电压u_{c_α}，得到的和值通过输入第二准比例谐振控制进行电压调节；

(10)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流i_ref；

(11)参考电流i_ref减去滤波电感电流i_{inv_α}，得到的差值再乘以电流增益K_I，得到调制信号i_r；

(12)调制信号i_r经驱动及保护电路驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

2.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压u_pcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量u_{pcch_d}和q坐标分量u_{pcch_q}，具体步骤包括：

a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}和h次谐波分量u_{pcch_α}，对u_{pccf_α}延时四分之一工频周期，得到对应的共轭值u_{pccf_β}，对u_{pcch_α}延时四分之一h次谐波频率周期，得到对应的共轭值u_{pcch_β}；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数H_SDFT(z)如式(Ⅰ)所示：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\&pi;h}/N}{z}^{-1}}---\left(I\right)$

式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1；提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j²＝-1；

b、对公共母线电压u_pcc基波分量u_{pccf_α}及u_{pccf_α}的共轭值u_{pccf_β}进行PLL锁相，得到公共母线电压u_pcc相位角θ_pcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}=\left\{\begin{array}{cc}{\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}\&GreaterEqual;0)\\ {\tan }^{-1}(u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&beta;}}/u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}})+\mathrm{\&pi;}& (u_{\mathrm{pccf}\_\mathrm{\&alpha;}}<0)\end{array}\right.---\left(\mathrm{II}\right);$

c、参考hθ_pcc，对公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}进行αβ/dq坐标变换，得到u_{pcch_d}和u_{pcch_q},计算公式如式(Ⅲ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \sin \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\\ -\sin \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)& \cos \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{pcc}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(\mathrm{III}\right).$

3.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中，有功功率P和无功功率Q的计算公式如式(Ⅳ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}+u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\\ Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}}}{2(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LPF}})}(u_{c\_\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{line}\_\mathrm{\&beta;}})\end{array}\right.---\left(\mathrm{IV}\right)$

式(Ⅳ)中，s为复频率，ω_LPF为低通滤波器的截止频率。

4.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(3)中，参考电压角频率ω和参考电压幅值E的计算公式如式(Ⅴ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}^{*}-D_P\&CenterDot;P\\ E=E^{*}-D_Q\&CenterDot;Q\end{array}\right.---\left(V\right)$

式(Ⅴ)中，E^*为空载电压幅值参考值，ω^*为空载角频率参考值；D_P为有功功率P下垂系数，D_Q为无功功率Q下垂系数；

含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系满足式(Ⅵ)所示关系：

$\left\{\begin{array}{c}{D}_{P,1}{P}_{\mathrm{rated},1}=D_{P,2}{P}_{\mathrm{rated},2}=\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;=D_{P,N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ D_{Q,1}{Q}_{\mathrm{rated},1}=D_{Q,2}{Q}_{\mathrm{rated},2}=\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;=D_{Q,N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VI}\right)$

式(Ⅵ)中，D_P,1至D_P,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，D_Q,1至D_Q,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；P_rated,1至P_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Q_rated,1至Q_rated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；

各逆变器的等效输出阻抗Z_eq满足的条件如式(Ⅶ)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{eq},1}{P}_{\mathrm{rated},1}=R_{\mathrm{eq},2}{P}_{\mathrm{tated},2}=\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;=R_{\mathrm{eq},N}{P}_{\mathrm{rated},N}\\ X_{\mathrm{eq},1}{Q}_{\mathrm{tated},1}=X_{\mathrm{eq},2}{Q}_{\mathrm{tated},2}=\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;=X_{\mathrm{eq},N}{Q}_{\mathrm{rated},N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VII}\right)$

式(Ⅶ)中，R_eq,1至R_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，X_eq,1至X_eq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；

各逆变器的等效输出阻抗Z_eq计算公式如式(Ⅷ)所示：

Z_eq＝R_eq+jX_eq＝Z_line+Z_out＝(R_line+jω^*L_line)+Z_out      (Ⅷ)

式(Ⅷ)中，R_eq为逆变器的等效输出电阻，X_eq为逆变器的等效输出电抗，Z_line为逆变器馈线阻抗，Z_out为逆变器输出阻抗，R_line为逆变器馈线电阻，L_line为逆变器馈线电抗，ω^*为空载角频率参考值，j为虚数单位，且j²＝-1。

5.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(6)中，对u_{pcch_d}和u_{pcch_q}进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压u_pcc的h次谐波分量u_{pcch_α}以及u_{pcch_α}的共轭值u_{pcch_β}，具体计算公式如式(Ⅸ)所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& -\sin \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\\ \sin \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)& \cos \left({\mathrm{h\&theta;}}_{\mathrm{droop}}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pcch}\_d}\\ u_{\mathrm{pcch}\_q}\end{array}\right]---\left(\mathrm{IX}\right).$

6.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(7)中，将u_{pcch_α}、u_{pcch_β}与h次谐波反馈系数G_h运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压u_vh，具体计算公式如式(Ⅹ)所示：

$u_{\mathrm{vh}}=\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{R\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&alpha;}}-\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}{G}_{I\_h}{V}_{\mathrm{pcch}\_\mathrm{\&beta;}}---\left(X\right)$

式(Ⅹ)中，h次谐波反馈系数G_h为一复数，G_h＝G_{R_h}+jG_{I_h}，G_{R_h}是G_h的实部，G_{I_h}是G_h的虚部，j为虚数单位，且j²＝-1。

7.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(8)中，基波虚拟阻抗电压u_vf的计算公式如式(Ⅺ)所示：

u_vf＝R_vfi_{line_α}-ω_fL_vfi_{line_β}           (Ⅺ)

式(Ⅺ)中，R_vf为基波虚拟阻抗的电阻值，L_vf为基波虚拟阻抗的电感值，ω_f为基波角频率。

8.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(9)中，第一准比例谐振控制的传递函数G₁(s)如式(Ⅻ)所示：

$G_1\left(s\right)=k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2}---\left(\mathrm{XII}\right)$

式(Ⅻ)中，s为复频率，k_p1为第一准比例谐振控制的比例系数，k_if为第一准比例谐振控制的谐振增益；ω_c1为第一准比例谐振控制的截止频率；ω_f为基波角频率；

第二准比例谐振控制的传递函数G₂(s)如式(XIII)所示：

$G_2\left(s\right)=k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2}---\left(\mathrm{XIII}\right)$

式(XIII)中，s为复频率，k_p2为第二准比例谐振控制的比例系数，k_ih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ω_c2为第二准比例谐振控制的截止频率；ω_h为h次谐波角频率。

9.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(10)中，参考电流i_ref计算公式如式(XIV)所示：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ref}}=(k_{p1}+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c1}s+{\mathrm{\&omega;}}_f^2})(u_{\mathrm{droop}\_\mathrm{\&alpha;}}-u_{\mathrm{vf}}-u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\\ -(k_{p2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c2}s+{\mathrm{\&omega;}}_h^2})(u_{\mathrm{vh}}+u_{c\_\mathrm{\&alpha;}})\end{array}---\left(\mathrm{XIV}\right).$

10.根据权利要求1-9任一所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(11)中，调制信号i_r计算公式如式(XV)所示：

i_r＝K_I(i_ref-i_{inv_α})           (XV)。