CN102291023B - 三相pwm变换器正负序电压前馈方法 - Google Patents

Abstract

三相PWM变换器正负序电压前馈方法，涉及一种正负序电压前馈方法，它降低了三相PWM控制的滞后和负序电压对变换器运行的影响。其方法：将采集的电网电压进行Clarke变换后进行相序分离，获得正序和负序的电压分量；将采集的电流进行Park变换后进行相序分离，获得正序和负序的电流分量；采用PWM控制算法计算正负序电流环给定值；将正负序电流分量进行前馈解耦控制，获得PWM变换器的控制给定电压；计算并将正序电网电压前馈所需补偿的角度和负序电网电压前馈所需补偿的角度

分别进行正负序同步坐标系的相角补偿；将PWM变换器的控制给定电压和补偿后的相角分别进行Park逆变换后合成，得到最终的PWM变换器的控制给定电压。本发明适用于三相PWM变换器的控制过程。

Description

三相PWM变换器正负序电压前馈方法

技术领域

本发明涉及一种三相PWM变换器的正负序电压前馈方法。

背景技术

常规的三相PWM变换器控制策略中，一般是在假设三相电网电压平衡的条件下进行的，但在实际三相PWM变换器运行时，由于大容量单相负载的使用、电网不对称故障、输电线线路不对称等原因，常常造成电网电压的不平衡。电网不平衡时，电网电压中不仅存在正序分量，还存在负序分量，若只考虑正序分量的控制，正序分量转化为直流分量，负序分量转化为2倍电网频率的分量，在交流侧产生负序电流，并在直流侧产生特征及非特征谐波电压和电流，就会影响到三相PWM变换器的运行性能。

目前，针对电网电压含正负序分量的情况，常采用双同步旋转坐标系控制，即采用结构完全对称的正、负序dq坐标系下双电流内环控制，对正、负序电流独立控制。为产生相应的PWM控制电压指令，分别采用正、负序前馈解耦控制。但传统的前馈解耦控制中的电网电压前馈并未考虑从电压电流采样到PWM信号发出时同步坐标系下电网电压负序分量转过的角度。而且由于正负相序分离时负序分量与正序分量存在一定的初始角度误差，故电网电压负序分量和正序分量的前馈方法也有所不同。

因此，有必要设计一种三相PWM变换器正负序电压前馈方法，针对电网不平衡情况，在电网电压前馈时，补偿电网电压正负序分量的角度延迟，有效的消除三相PWM控制的滞后和负序电压对变换器运行的影响。

发明内容

本发明是为了降低三相PWM控制的滞后和负序电压对变换器运行的影响，从而提供了一种三相PWM变换器正负序电压前馈方法。

三相PWM变换器正负序电压前馈方法，它由以下步骤实现：

步骤一、采集变换器的三相交流侧电压、三相电流和直流侧电压，将三相电压交流侧电压和直流侧电压分别进行Clarke变换，获得αβ坐标系下的电压信号；将所述αβ坐标系下的电压信号进行相序分离，获得正序和负序的电压分量；将三相电流进行Clarke和Park变换，获得dp坐标系下的电流信号，将所述dp坐标系下的电流信号进行相序分离，获得正序和负序的电流分量；将获得的正序和负序的电压、正序和负序的电流分量采用PWM控制算法计算获得正负序电流环给定值；

步骤二、对步骤一中获得的dp坐标系下经过相序分离的正负序电流分量分别进行前馈解耦控制，获得PWM变换器的控制给定电压；

步骤三、计算从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay、正序电网电压前馈所需补偿的角度

和负序电网电压前馈所需补偿的角度

将所述正序电网电压前馈所需补偿的角度

和负序电网电压前馈所需补偿的角度

分别进行正负序同步坐标系的相角补偿；

步骤四、将步骤二中获得的正负序PWM控制给定电压根据步骤三获得的补偿后的相角分别进行Park逆变换，获得变换后的αβ坐标系下正负序电压，将所述变换后的αβ坐标系下正负序电压进行合成，得到最终的PWM变换器的控制给定电压，并将该控制给定电压输入给三相PWM变换器作为其实际给定电压值。

步骤三中所述的从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay包括三段时间，分别为从A/D采样到计算得到PWM的比较值的时间T_delay1、从得到比较值到在中断时装载比较值的时间T_delay2和从比较值装载到PWM发出的时间T_delay3。

步骤三中所述的正序补偿角度由从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay和电网电压dq分量旋转的角速度ω获得，即

正序电网电压前馈时的相角

为 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{+}=\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{+}.$

步骤三中所述的负序电网电压前馈所需补偿的角度

包括两部分：延迟T_delay所对应的角度和相序分离时电网电压负序分量

相对于正序分量

的初始角度

其中

为

负序所需补偿的角度

负序电网电压前馈时的相角 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{-}=-\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{-}.$

步骤四所述的正负序dq坐标系下的PWM变换器的控制给定电压进行Park逆变换，获得的αβ坐标系下正负序控制给定电压为：

有益效果：本发明在传统双同步旋转坐标系控制的基础上，考虑到了从电压电流信号采样到PWM信号生成的时间延迟，在电网电压前馈时将这一误差对应的正负序滞后相角予以补偿，避免了PWM控制的滞后，降低了控制滞后对PWM变换器造成的影响。同时，本发明针对相序分离时负序电压与正序电压的初始误差，分别计算正、负序同步坐标系下电网电压所需补偿的角度，对负序电压的初始角度误差进行补偿，准确且独立的补偿了正负序角度的误差。

附图说明

图1是三相PWM变换器主电路图，其中e_a、e_b、e_c分别为电网电压；i_a、i_b、i_c分别为网侧变换器交流侧输入电流；i_do为变换器直流侧电流；i_L为负载电流；U_dc为直流母线电压；L为进线电感；R为包括电感电阻在内的每相线路等效电阻；C为直流母线电容；u_a、u_b、u_c分别为变换器输出电压。滤波器除了进线电感，还可采用LC滤波器、LCR滤波器等。图2是PWM变换器前馈解耦控制结构示意图；图3是电网正负序电压在双同步坐标系下的角度关系示意图。

具体实施方式

具体实施方式一、三相PWM变换器正负序电压前馈方法，它由于以下步骤实现：

步骤一、采集变换器的三相交流侧电压、三相电流和直流侧电压，将三相交流侧电压和直流侧电压分别进行Clarke变换，获得αβ坐标系下的电压信号；将所述αβ坐标系下的电压信号进行相序分离，获得正序和负序的电压分量；将三相电流进行Clarke和Park变换，获得dp坐标系下的电流信号，将所述dp坐标系下的电流信号进行相序分离，获得正序和负序的电流分量；将获得的正序和负序的电压、正序和负序的电流分量采用PWM控制算法计算获得正负序电流环给定值；

步骤二、对步骤一中获得的dp坐标系下经过相序分离的正负序电流分量分别进行前馈解耦控制，获得PWM变换器的控制给定电压；

步骤三、计算从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay、正序电网电压前馈所需补偿的角度和负序电网电压前馈所需补偿的角度

将所述正序电网电压前馈所需补偿的角度

和负序电网电压前馈所需补偿的角度

分别进行正负序同步坐标系的相角补偿；

步骤四、将步骤二中获得的正负序PWM控制给定电压根据步骤三获得的补偿后的相角分别进行Park逆变换，获得变换后的αβ坐标系下正负序电压，将所述变换后的αβ坐标系下正负序电压进行合成，得到最终的PWM变换器的控制给定电压，并将该控制给定电压输入给三相PWM变换器作为其实际给定电压值。

步骤三中所述的从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay包括三段时间，分别为从A/D采样到计算得到PWM的比较值的时间T_delay1、从得到比较值到在中断时装载比较值的时间T_delay2和从比较值装载到PWM发出的时间T_delay3。

步骤三中所述的正序补偿角度

由从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay和电网电压dq分量旋转的角速度ω获得，即正序电网电压前馈时的相角为 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{+}=\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{+}.$

步骤三中所述的负序电网电压前馈所需补偿的角度包括两部分：延迟T_delay所对应的角度和相序分离时电网电压负序分量e_dq相对于正序分量

的初始角度其中

为

负序所需补偿的角度

负序电网电压前馈时的相角

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{-}=-\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{-}.$

步骤四所述的正负序dq坐标系下的PWM变换器的控制给定电压进行Park逆变换，获得的αβ坐标系下正负序控制给定电压为：

原理：如图1所示，根据基尔霍夫电压定律可以得到PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_a+e_a-u_a\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_b+e_b-u_b\\ L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_c+e_c-u_c\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}-i_L\end{array}\right.---\left(1\right)$

通过坐标变换将三相对称静止(a，b，c)坐标系的各个量转换到以电网基波频率同步旋转的(d，q)坐标系中。(d，q)同步旋转坐标系的d轴按电网电压矢量定向，q轴分量为零。在同步旋转(d，q)坐标系下网侧变换器数学模型为

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_d+\mathrm{\ωL}\·i_q+e_d-u_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_q-\mathrm{\ωL}\·i_d+e_q-u_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(s_d{i}_d+s_q{i}_q)-i_L\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中ω为电网同步角频率，e_d、e_q分别为电网电压dq分量；u_d、u_q分别为变换器输出电压dq分量；i_q、i_q为变换器输出电流dq分量；s_d、s_q分别为变换器输出占空比dq分量。

在电网电压不平衡情况下，在正序dq坐标系下，负序电流表现为2倍电网频率的谐波电流，电流环的PI控制器无法实现无静差控制控制。因此采用结构完全对称的正序负序双同步坐标系双电流内环控制，实现对正序和负序电流的独立控制。此时其正序负序电流给定值均只含有直流分量，通过PI控制器可以实现正序负序电流的无静差控制。

三相PWM整流器在正序负序双同步坐标系下的模型为

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{d+}^{+}=L\frac{{\mathrm{di}}_{d+}^{+}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{d+}^{+}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q+}^{+}+u_{d+}^{+}\\ e_{q+}^{+}=L\frac{{\mathrm{di}}_{q+}^{+}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{q+}^{+}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d+}^{+}+u_{q+}^{+}\\ e_{d-}^{-}=L\frac{{\mathrm{di}}_{d-}^{-}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{d-}^{-}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q-}^{-}+u_{d-}^{-}\\ e_{q-}^{-}=L\frac{{\mathrm{di}}_{q-}^{-}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{q-}^{-}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d-}^{-}+u_{q-}^{-}\end{array}\right.---\left(3\right)$

如图2所示，本实例采用电网电压定向矢量控制，通常采用双闭环级联式控制结构：电压外环、电流内环。由于三相PWM整流器在正序负序坐标系下的参数是对称的，因此正负序电流控制器的系数是相同的。

电压外环采用PI控制，得到未分离相序的电流给定值i_{d_ref}，再由电网电压在正负同步坐标系下的正负序分量和功率给定经过相应的电流控制指令算法得到正负同步坐标系下的电流正负序给定值。求得

后，采用dq坐标系下的电流前馈解耦控制，电流内环控制器采用PI控制器，根据前馈解耦控制规律，电流控制器可表示为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{d+}^{+}=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_{d+\_\mathrm{ref}}^{+}-i_{d+}^{+})+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q+}^{+}+e_{d+}^{+}\\ u_{q+}^{+}=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_{q+\_\mathrm{ref}}^{+}-i_{q+}^{+})-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d+}^{+}+e_{q+}^{+}\\ u_{d-}^{-}=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_{d-\_\mathrm{ref}}^{-}-i_{d-}^{-})+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q-}^{-}+e_{d-}^{-}\\ u_{q-}^{-}=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_{q-\_\mathrm{ref}}^{-}-i_{q-}^{-})-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d-}^{-}+e_{q-}^{-}\end{array}\right.---\left(4\right)$

从电压电流信号采样到PWM信号生成的时间延迟T_delay，包括三段时间，分别为A/D采样到计算得到PWM的比较值的时间T_delay1、从得到比较值到在中断时装载比较值的时间T_delay2和从比较值装载到PWM发出的时间T_delay3，T_delay的计算式为

T_delay＝T_delay1+T_delay2+T_delay3                                      (5)

其中T_delay3为固定值

T_s为PWM周期，T_delay1和T_delay2则因不同实例而异。

得到T_delay后，根据电网电压角频率，即可求得在时间延迟T_delay内，电网电压矢量转过的角度θ_delay

θ_delay＝ωT_elay                                                      (6)

如图3所示，对于正同步坐标系，由于系统锁相按正序分量锁相，故电网电压正序分量前馈时需补偿的角度

为

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{+}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{delay}}=\mathrm{\ω}{T}_{\mathrm{elay}}---\left(7\right)$

则电网电压前馈正序分量补偿后的相角

可表示为：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{+}=\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{+}---\left(8\right)$

本发明的改进之处主要在于对于电网电压负序分量角度延迟的处理，对于负同步坐标系，相序分离时负序分量和正序分量之间存在初始角度

由于按正序分量锁相，所以在电压负序分量前馈时角度补偿应考虑到这一初始角

可表示为

${\mathrm{\θ}}_0^{-}=-\arctan \left(\frac{e_q^{-}}{e_d^{-}}\right)---\left(9\right)$

电网电压负序分量前馈时需补偿的角度

为

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{-}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{delay}}-{\mathrm{\θ}}_0^{-}---\left(10\right)$

则电网电压前馈负序分量补偿后的相角

可表示为：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{-}=-\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{-}---\left(11\right)$

用上述补偿后得到的正负同步坐标系的相角，将前馈解耦控制得到的PWM控制电压指令分别进行Park逆变换，得到αβ坐标系下正负序电压指令，并分别将α轴、β轴的正负序电压指令进行合成，可表示为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}\_\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{\α}\_\mathrm{ref}}^{+}+u_{\mathrm{\α}\_\mathrm{ref}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}^{+}+u_{\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}^{-}\end{array}\right.---\left(12\right)$

将该电压指令送入PWM发生模块，通过PWM控制算法得到PWM控制信号，控制三相PWM变换器的运行。

综上所述，本发明的电压前馈方法与传统的双同步坐标系下前馈解耦控制相比，在电网电压不平衡条件下，能够分别针对正负序电网电压相角，在电压前馈时对由控制算法造成的时间延迟进行补偿，有效的解决传统方法只针对正序分量进行角度补偿，而未考虑电网电压负序分量角度延迟的问题，进而抑制的由电网电压负序分量造成的2倍电网频率的扰动，提高了三相PWM变换器在电网不平衡时的运行性能。

Claims (5)

1.三相PWM变换器正负序电压前馈方法，其特征是：它由以下步骤实现：

步骤一、采集变换器的三相交流侧电压、三相电流和直流侧电压，将三相交流侧电压和直流侧电压分别进行Clarke变换，获得αβ坐标系下的电压信号；将所述αβ坐标系下的电压信号进行相序分离，获得正序和负序的电压分量；将三相电流进行Clarke和Park变换，获得dp坐标系下的电流信号，将所述dp坐标系下的电流信号进行相序分离，获得正序和负序的电流分量；将获得的正序和负序的电压、正序和负序的电流分量采用PWM控制算法计算获得正负序电流环给定值；

步骤二、对步骤一中获得的dp坐标系下经过相序分离的正负序电流分量分别进行前馈解耦控制，获得PWM变换器的控制给定电压；

步骤三、计算从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay、正序电网电压前馈所需补偿的角度

和负序电网电压前馈所需补偿的角度

将所述正序电网电压前馈所需补偿的角度

和负序电网电压前馈所需补偿的角度

分别进行正负序同步坐标系的相角补偿；

步骤四、将步骤二中获得的正负序PWM控制给定电压根据步骤三获得的补偿后的相角分别进行Park逆变换，获得变换后的αβ坐标系下正负序电压，将所述变换后的αβ坐标系下正负序电压进行合成，得到最终的PWM变换器的控制给定电压，并将该控制给定电压输入给三相PWM变换器作为其实际给定电压值。

2.根据权利要求1所述的三相PWM变换器正负序电压前馈方法，其特征在于步骤三中所述的从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay包括三段时间，分别为从A/D采样到计算得到PWM的比较值的时间T_delay1、从得到比较值到在中断时装载比较值的时间T_delay2和从比较值装载到PWM发出的时间T_delay3。

3.根据权利要求1所述的三相PWM变换器正负序电压前馈方法，其特征在于步骤三中所述的正序电网电压前馈所需补偿的角度

由从电压电流信号采样到PWM信号更新的时间延迟T_delay和电网电压dq分量旋转的角速度ω获得，即

正序电网电压前馈时的相角

为 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}^{+}=\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{com}}^{+}.$

4.根据权利要求1所述的三相PWM变换器正负序电压前馈方法，其特征在于步骤三中所述的负序电网电压前馈所需补偿的角度

包括两部分：延迟T_delay所对应的角度和相序分离时电网电压负序分量

相对于正序分量

的初始角度其中

为

其中

和

的含义为电网电压q负分量和电网电压d负分量，负序所需补偿的角度

负序电网电压前馈时的相角

5.根据权利要求1所述的三相PWM变换器正负序电压前馈方法，其特征在于步骤四的正负序dq坐标系下的PWM变换器的控制给定电压进行Park逆变换，获得的αβ坐标系下正负序控制给定电压为：

Images