CN104716833B - 用于平衡电流的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于在两个或更多个并联连接的功率半导体开关的接通状态期间平衡该开关的电流的方法和实施该方法的设备，其中每个开关的控制端被驱动器单元驱动。该方法包括：确定通过开关的电流之间的比例，以及，对于每个开关:通过控制开关的驱动器单元的供电电压的电平，基于该比例控制控制端的电压，以及在接通换相瞬变之后，调制驱动器单元的输出，其中调制的占空比被控制以使得控制端的电压从一个电压电平向另一个电压电平转换所需的时间最短。

Description

用于平衡电流的方法和设备
技术领域
本发明涉及平衡并联连接的半导体元件的电流，并且尤其涉及平衡处于静态情形下的电流。
背景技术
对于大额定功率不断增长的需求以及半导体器件的物理受限最大电流密度已经使半导体的并联连接成为对于高功率应用的有吸引力的方法。例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的并联连接是高功率转换器中广泛使用的方案。
然而，通过该并联连接的电流在并联连接的开关装置之间可能未均匀分布。电流失衡(current imbalance)可能出现在接通状态(静态操作)期间和/或换相瞬变(commutation transient)期间(动态操作)。如果电流是不平衡的，开关装置的应力也可能不平衡。应力可集中在某一特定的开关装置或某些特定的开关装置。
为了实现并联连接的开关装置的电流的静态平衡，已经研发了各种方法。这些方法中的大部分基于降额使用和/或选择半导体。然而，降额使用半导体[IRF02,Dyn02]可能引起硅裸片利用率的降低，从而成本增加。此外，可能必须对半导体裸片进行选择以确保每个裸片的操作在数据表中定义的安全操作区域内。根据某些装置参数(例如栅极-发射极阈值电压、切换次数、接通状态电压等)挑选半导体[IRF02,Dyn02]可能使得在选择工序中产生额外费用，并且因而使得维修(service)、维护和更换转换器零件复杂化。
可基于集电极电流测量、通过对栅极-发射极电压[CLA96b]的最大值进行主动调节控制来平衡电流。然而，由于需要测量装置电流，因此这种方法可能太昂贵以至于难以在商用转换器中实施。此外，由于半导体的静态平衡与动态平衡的耦合，对栅极-发射极电压的最大值的主动控制可表现出低性能。
电流平衡还可通过转换器结构关于杂散电感[MY95,MPR+02b,Her09]的对称设计(包括机械布局)来实现。这种方法的缺点在于转换器的对称实施可产生更高的开发和制造成本并且增加了对转换器的机械布局和设计的限制。
所有上述措施都可能引起在材料、开发成本和制造成本的额外支出，并且使维修复杂和困难。
发明内容
本发明的目的在于提供一种方法和用于实施该方法的设备，以缓解上述缺点。本发明的目的通过由在独立权利要求中阐述的内容所表征的方法和设备来实现。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施方式。
本发明基于在开关的接通状态(即导通状态)期间控制并联连接的功率半导体开关的控制端电压(例如，栅极-发射极电压或者栅极-源极电压)的值，以实现功率半导体开关的静态电流平衡。通过在接通换相瞬变之后控制控制端电压能够达到的最大值，可以将静态电流平衡和动态电流平衡分离。
通过控制向用于驱动开关的控制端处的电压的驱动器单元供电的供电电压，可以控制控制端电压的最大值能够。例如，驱动器单元可以是栅极驱动器电路。通过使用诸如DC-DC开关转换器，可响应于供电控制信号而产生供电电压。
基于通过功率半导体开关的电流之间的比例，可以控制控制端电压。例如，基于半导体开关的主路径中的电感上的电压可以确定通过开关的电流。装置电流的直接测量能被避免，并且本方法可以在不需要昂贵支出和大量另外的元件的情况下实现。
为了在调节控制端电压时改进动态响应，当DC-DC转换器改变其输出电压时，栅驱动器单元的输出可被脉冲宽度调制。
本公开的方法和设备能够使并联连接的IGBT的静态平衡和动态平衡分离并表现出快动态响应和高稳定性。本公开的方法和设备允许各类并联半导体装置(如IGBT、金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)、集成栅极换流晶闸管(IGCT))的静态电流平衡，其允许并不复杂的转换器的维修和半导体模块和/或栅极单元的更换。
在本公开方法和设备中，能在增加很少损耗或不增加损耗的同时，保持低的成本、重量和体积。本公开的方法和设备具有高可靠性。因而，能够在转换器的开发，制造和维修期间节省劳务费用。
附图说明
接下来，将参考附图借助优选的实施方式更详细地描述本发明，其中：
图1是本方法示例性实施的框图；
图2示出了IGBT的简化模型；
图3a至3c例示了通过积分键合电压进行估计的概念；
图4示出了基于对IGBT的键合电感两端电压进行积分的简化示例性电流测量；
图5a至5c例示了通过比较进行估计的概念；
图6示出了基于通过比较进行的估计的简化示例性电流测量；
图7例示了充当向驱动器单元供电的供电单元的DC-DC转换器的示例性实施；
图8a至8c示出了DC-DC转换器的一些示例性波形；
图9示出了适用于图1中的驱动器单元的功率级的示例性实施；
图10示出了驱动器单元功率级和供电单元的示例性波形；
图11示出了本公开的方法的实施方式的示例性波形；
图12a至12f示出了用于传统平衡方法的两个并联连接的IGBT的示例性静态平衡；以及
图13a至13f示出了用于新公开平衡方法的两个并联连接的IGBT的示例性静态平衡。
具体实施方式
本公开提出了一种用于在开关的接通状态期间平衡两个或更多个并联连接的功率半导体开关的电流的方法，其中每个开关的控制端由驱动单元驱动。
本公开还描述了用于实施该方法的设备。例如，一个频率转换器或更多个并联连接的频率转换器可充当这样的设备。
半导体开关通常在以下两种状态之一下操作：断开状态(非导通状态)或接通状态(导通状态)。控制端电压用于驱动这样的开关进入这些状态。在诸如IGBT、MOSFET、IGCT的某些开关装置的接通状态中，通过开关装置的电流还响应于其控制端的电压电平。因此，为了在功率半导体开关的接通状态期间实现该开关的平衡电流(即开关的静态电流平衡)，可以调节用于驱动开关至接通状态的驱动器单元输出的电压电平。
为了平衡电流，首先确定开关的电流之间的当前比例。然后，对于每个开关，可基于该比例控制控制端的电压。可通过控制开关的驱动器单元所使用的供电电压的电平，来控制控制端的电压。如果在开关的换相瞬变之后调节控制端的电压电平，则能将动态电流平衡与静态电流平衡分离，使得它们不会互相干扰。
在本方法的一些实施例中，在接通换相瞬变之后，可以对每个开关的驱动器单元的输出进行脉冲宽度调制。脉冲宽度调制(PWM)的占空比可被控制使得控制端电压从一个电压电平向另一电压电平转换所需的时间最短。
图1是本方法示例性实施的框图。在图1中，多个开关装置11(在该情况下为IGBT)并联连接。开关还可以是其他电压控制的半导体开关装置，诸如MOSFET或IGCT。驱动器单元12是控制开关装置11的控制端电压的栅极驱动器。在该情况下，控制端电压是IGBT 11的栅极-发射极电压vGE。驱动器单元12基于其从控制器接收的栅极控制信号cG驱动IGBT 11至导通状态或至非导通状态。在开关11的换相瞬变之后，可以调节栅极-发射极电压vGE的最大值以实现静态电流平衡。
在图1中，电流测量单元13用于确定通过开关11的电流。该电流在图1中是集电极电流iC。平衡控制器14从电流测量单元13接收估计并且计算电流之间的比例。例如，平衡控制器14可以是现场可编程门阵列(FPGA)。平衡控制器被配置成使电流之间的比例均衡。平衡控制器控制为驱动器单元12提供供电电压的供电单元15。如图1所示，可基于来自平衡控制器14的供电控制信号cS控制供电单元15的输出电压。通过控制供电电压，平衡控制器14能够控制驱动器单元12正在产生的栅极-发射极电压的电平。
供电单元15可以是DC-DC开关转换器，并且供电控制信号cS可以采用控制DC-DC转换器15的占空比的PWM信号的形式。取决于控制端电压的要求，供电单元15可通过各种方式实施。
在接通换相瞬变期间，可针对所有开关11使用标准的栅极-发射极电压，但在换相瞬变之后，开关11的栅极-发射极电压的电平可被主动控制以实现静态电流平衡。
为了确定通过开关的电流中静态失衡的量，可通过使用诸如罗氏线圈(Rogowskicoil)、开环或闭环电流变送器或其他测量装置的电流传感器来测量电流。然而，可以不必知道电流的准确值，而仅知道电流相对于彼此的比例。因此，替代传统的电流测量，电流之间的比例可通过其他方式来确定。
可通过确定在半导体开关的主路径中的电感上的电压来估计电流。例如，可以基于键合电压(即通过芯片键合形成的杂散电感两端的电压、或与功率半导体开关串联的其他杂散电感两端的电压)估计开关的电流(诸如集电极电流)、然后基于估计的电流计算开关的电流之间的比例，来确定开关的电流之间的比例。用这种方式，可以在不使用电流传感器的情况下估计电流和比例。
例如，IGBT或IGBT模块的内部杂散电感可被用于电流估计。图2示出了IGBT的简化模型。该模型示出了内部的栅极-发射极电容CGE、集电极-栅极电容CCG和集电极-发射极电容CCE。该模型进一步示出了内部杂散电容Lbond，其可表示例如在IGBT芯片上的发射极与IGBT模块的功率发射极端之间的键合。IGBT模块还具备辅助发射极端。接着，可以在功率发射极端与辅助发射极端之间测量电感Lbond上的电压vbond。模型进一步示出了与IGBT的栅极连接的栅极电阻。
杂散电感Lbond两端的内部电压vbond与集电极电流iC的斜率以下述方式成比例：
这样，集电极电流iC可作为键合电压vbond的积分被计算：
其中，t1和t2为积分极限。
基于等式2，可通过在一段时间内对键合电压(或与开关串联的其他电感上的电压)进行积分、测量被积分的电压并基于该被积分的电压估计电流来估计通过开关的电流。例如，可使用模拟积分器对电压进行测量和积分。
图3a至3c例示了通过积分键合电压vbond进行估计的概念。在图3a中，示出了开关的集电极-发射极电压vCE和集电极电流iC。集电极电流iC在开关键合期间感应键合电压vbond。图3b示出了键合电压。在图3b中，键合电压vbond和X轴与积分极限t1和t2一起限定了闭合曲面A。闭合曲面A的表面积是采用积分极限t1和t2的键合电压vbond的积分，并且其可以用于计算估计的集电极电流iC,est。例如，仅在键合电压vbond小于设置的极限时，通过积分设置在图3b中的积分极限t1和t2。当电压高于极限时，积分器被强制为0。
图3c示出了作为时间的函数的闭合曲面A的表面积，即估计的集电极电流iC,est。与估计的集电极电流iC,est重叠的是实际测量的电流iC。如图3c中所示，估计的iC,est与实际电流iC非常接近。
图4示出了基于对并联连接的IGBT 41之一的键合电感Lbond两端的电压的积分的、电流测量的简化示例性实施方式。图4中的示例性电流测量可用于例如图1中的电流测量单元13。
在图4中，通过使用包括补偿的(阻-容)电压分压器的电压感测电路42，在断开瞬变期间测量键合电压vbond。通过使用反相积分器(inverting integrator)43，对感测到的电压vbond进行积分。积分器43的输出表示在断开瞬变之前通过键合电感Lbond的电流。积分器43可包括重置，其用于防止积分器43在处于积分极限之外的时间期间漂移。
积分器43的输出被供给至将积分器43的输出信号转换为数字表示的A/D转换器44。由于开关41可以相对于平衡控制器46处于不同的电压电位，A/D转换器44通过光隔离器45将积分器43的输出的一个或更多个数字值传送至平衡控制器。
作为通过对与开关串联的电感上的电压积分来进行估计的一种替代方案，通过开关的电流可通过将该电压与阈值相比较来执行。如等式1所示，电压与通过电感的电流的斜率成比例。当在开关的断开瞬变期间将电压与适当的阈值相比较时，该比较产生脉冲信号，其长度与在断开瞬变之前的电流的值成比例。可测量电压超过该阈值的时间，并且可基于测量的时间来估计电流。
图5示出了通过将键合电压vbond与阈值电压vref相比较来估计集电极电流iC的示例性波形。在图5中，在断开瞬变期间，集电极电流iC下降。键合电压vbond跟随集电极电流iC的变化率(斜率)。将键合电压vbond与阈值电压vref相比较。电压vcmp表示比较的输出。当键合电压vbond超过基准电压vref时，电压vcmp被设置为高电压电平。否则，电压vcmp处于低电压电平。这样，电压vcmp形成脉冲形状。由于脉冲的长度ton与断开瞬变之前的集电极电流iC成比例，因而可以用于估计电流iC。
图6示出了基于通过比较的估计的电流测量60的简化示例性实施方式。通过补偿电压分压器62感测开关61的键合电压vbond。比较器43将感测的电压vbond与小基准值vref相比较，并且将结果通过提供电流隔离(galvanic isolation)的光隔离器64传送到平衡控制器65。平衡控制器65评估脉冲的持续时间以估计电流iC。
为了补偿并联连接的IGBT与周边电路之间的结构差异，上述两种公开的电流估计方法都可通过处于恒定电流的单台装置执行校准序列。校准可与双脉冲测试或其他脉冲模式一样简单，并且可加入到例如执行本公开方法的频率转换器的启动例程中。
当平衡控制器取得估计的电流值时，其可计算开关装置的电流之间的比例。当这些电流之间的比例已经被确定时，可基于该比例控制供给每个开关的驱动器单元的供电电压的电平。可通过调节供电电压来控制开关的控制端电压。如果确定的比例显示电流不均匀，则可调节开关的控制端的电压电平以使电流变得均衡。
例如，平衡算法可以借助配置成均衡电流之间的比例的比例积分(PI)控制器来实施。平衡控制器可在下一个接通瞬变的末端之后改变最大控制端电压，以实现并联连接的开关装置的电流的静态平衡。平衡控制器可基于确定的比例计算每个开关的供电控制信号。接着，可基于供电控制信号来控制处于接通状态中驱动器单元的电压电平。可通过使用能够主动改变其输出电压的值的DC-DC转换器来产生供电电压，并且DC-DC转换器可响应于供电控制信号被控制。例如，供电控制信号可以是控制DC-DC转换器的PWM信号。
平衡控制器可计算每个电流的修正因子，其确定每个控制端电压的增加或减少。例如，如果两个IGBT并联连接，并且第一IGBT载有比第二IGBT大25％的电流，则可按如下方式平衡电流。可降低第一IGBT的栅极-发射极电压，这增加了第一IGBT对于给定电流的接通状态电压。作为结果，通过第二IGBT的电流也增加了。
替选的，可增加第二IGBT的栅极-发射极电压，这降低了第二IGBT对于给定电流的接通状态电压。作为结果，增加了第二IGBT载有的电流。然而，当栅极-发射极电压增加时，应注意不超出栅极-发射极电压的其他限制，如最大允许栅极-发射极电压(通常大约20V)，或例如通过短路操作、电磁干扰(EMI)问题等施加在这个电压上的其他限制。栅极-发射极电压的减小/增大中的每一个可根据IGBT的输出特性按比例缩放。
根据上述方法，DC-DC转换器可作为降压或升压转换器被实施，以允许栅极-发射极电压的减小或增大。
图7例示了充当图1中的向驱动器单元12供电的供电单元14的DC-DC转换器的示例性实施70。在图7中，缓冲器Q用于驱动变压器T的初级线圈。缓冲器Q具有PWM信号cS作为输入。缓冲器Q将输入信号cS转换为在电平0V和15V之间交替的电压vS。初级线圈与电容C1串联连接，对于初级线圈上的电压vin，该电容C1产生占空比依赖偏置电压vC1。
初级线圈上电压vin在变压器T的次级线圈上感生电压vA。二极管D1和D2将该电压分别整流为两个电容C2和C3上的两个输出电压vC2和vC3。通过使用电压限制器71和72限制电压vC2和vC3，确保电压vC2和vC3不超过针对它们设置的最大极限。限制器71和72的输出形成正供电电压Vp和负供电电压Vn。例如，限制器71和72可以是齐纳二极管。
通过改变PWM信号cS的占空比从而改变电压vS，能够改变正供电电压Vp和负供电电压Vn。
图8a至8c示出了图7中的DC-DC转换器的一些示例性波形。图8a示出了通过缓冲器Q产生的电压vS。在图8a中，电压vS响应于具有80％占空比的供电控制信号cS。这导致在初级线圈上产生脉冲电压vin。初级线圈上的电压vin具有3V和-12V的峰值。该电压在次级线圈上产生电压vA。变压器具有1:2.4的匝数比。结果，如图8b所示，电压vA具有7.2V和-28.8V的峰值。接着，电压VA由二极管D1和D2整流，从而产生正供电电压Vp和负供电电压Vn。
图8c示出了在接通事件期间的示例性波形。在时刻t1之前，供电控制信号cS具有产生用于正供电电压Vp的电压电平V+的占空比。栅极控制信号cG保持在断开状态，并且因此，栅极-发射极电压vGE被保持为与负供电电压Vn相关。
在时刻t1，栅极控制信号cG被设置为接通状态。因此，栅极-发射极电压vGE被驱动至处于电平V+的正供电电压Vp。
从时刻t2开始，供电控制信号cS以不同的占空比被调制，并且在一段时间后，正供电电压Vp停留在新的、更低的电平V+’处。栅极-发射极电压vGE跟随正供电电压Vp。
通过改变产生用于驱动器单元的一个或更多个供电电压的DC-DC转换器的占空比来平衡静态电流具有一些优点。主要的优点是它的简单、稳定和具有鲁棒性。然而，由于DC-DC变换器的输出电容，该方法具有迟钝的动态性。
通过在C2和C3上使用较小的电容可改进迟钝的动态性。然而，这样同样可增加输出电压的电压纹波，因此，使系统的稳定性恶化。因为这个原因，在一些实施方式中需要其他方法以实现更快速的动态性。
在一些实施方式中，通过利用开关装置的结构特征能够实现非常高的动态性。开关装置的内部电容可被利用以在开关装置的控制端产生低通特性。
例如，在图2的模型中，内部栅极-发射极电容CGE(直至阈值电压)和集电极-栅极电容CCG(直到vGE,max)与栅极电阻一起形成RC低通滤波器。该波器的截止频率依赖于电容CGE和CCG以及栅极电阻。例如，截止频率可在0.5MHZ至5MHZ范围内。
如果驱动器单元输出被高频脉冲宽度调制，则可以以非常高的动态性控制开关装置的控制端电压。当驱动器单元的PWM的开关频率至少为控制端的低通特性的截止频率时，通过在控制端中呈现的低通特性对调制的电压进行滤波。
通过使用高频调制，控制端电压可被控制为在开关的接通状态期间改变。当驱动器单元输出的高频PWM在开关的接通换相瞬变之后被执行时，能够将静态电流平衡与可能的动态电流平衡有效分离。例如，在接通换相瞬变期间，可以在驱动器单元输出处使用标准的接通状态电压。
图9示出了适用于图1中的驱动器单元12的功率级90的示例性实施。功率级90可用于驱动开关91(其在图9中为IGBT)的栅极-发射极电压vGE。功率级90包括由平衡控制器14通过隔离器92控制的缓冲电路94，该隔离器在本例中为光隔离器。通过使用推挽式输出电路93将缓冲器92的输出转换为IGBT的栅极电压电平。推挽式电路93的供电电压Vp和Vn通过图1中未示出的供电单元产生。例如，供电单元可以是如图7所示的DC-DC转换器。
功率级90能够在诸如5MHZ的高频处产生PWM信号。该PWM信号通过IGBT 91滤波，并且形成栅极-发射极电压vGE。
图10示出了图7中的供电单元和图9中的功率级的示例性波形。在图10中，供电控制信号cS具有恒定的占空比，其针对正供电电压Vp初始地产生正供电电压Vp。
控制器在时刻t1将控制推挽式电路93的输出的栅极控制信号cG设置为接通状态。因此，栅极-发射极电压被驱动至处于电压电平V+的正供电电压Vp。栅极控制信号cG被保持在接通状态直到换相瞬变已经结束。
从时刻t2开始，栅极控制信号cG以恒定的占空比被脉冲宽度调制，并且推挽式电路93的输出在正供电电压Vp和处于电平V-的负供电电压Vn之间调制。与图8c中的波形比较(在图10中以虚线示出)，产生的栅极-发射极电压vGE表现出快速的动态性(例如对于从15V至11V的步骤少于3μs)。
然而，在时刻t2之后，正供电电压Vp表现出显著的电压降，该电压降同样会影响产生的栅极-发射极电压vGE的稳定性。当栅极-发射极电压vGE被高频调制时，电源可能不能产生足够电力以将供电电压维持在期望的电平。因此，供电电压可能经历如图10所示的电压降。结果，被调制的栅极-发射极电压vGE也可能经历电压降。
简单的控制和高动态性是控制端电压的上述高频PWM的一些优点。然而，在时刻t2后的DC-DC供电的稳定性在某些情形下会带来问题。在一些应用中，稳定性可能不足并且高频PWM不能被单独用于改进并联连接的IGBT的静态电流分布或减小半导体的静态损耗。
为了实现高动态性同时维持良好的稳定性，可使用一种将带有可控输出的DC-DC转换器与栅极-发射极电压的高频PWM调制结合使用的方法。
在该方法中，可首先确定开关的电流之间的比例，然后，对于每个开关，可基于电流比例控制开关的控制端电压的电平。可通过控制驱动器单元的供电电压压来调节控制端电压。可通过使用供电单元产生供电电压。供电单元可以是具有响应于例如基于上述比例确定的供电控制信号的占空比的DC-DC开关转换器。
对于每个开关，控制驱动器单元的供电电压可包括通过使用开关转换器的第一占空比产生第一供电电压电平，以及在接通换相瞬变之后，通过使用开关转换器的第二占空比产生第二供电电压电平。
开关转换器可具有在第一占空比和第二占空比之间的第三占空比的时间段。第三占空比可被设置使得从第一供电电压电平至第二供电电压电平的转换时间最短。
图11示出了结合使用带有可控输出的DC-DC转换器与栅极-发射极电压的高频PWM调制的方法的示例性波形。在图11中，通过对供电控制信号cS使用第一占空比d1来产生正供电电压Vp的第一供电电压电平V+。在第一占空比和第二占空比之间的期间，供电控制信号cS的第三占空比d3可为0并且允许正供电电压Vp下降。在等待一段时间之后(例如在测试实施中为5微秒)，正供电电压Vp已经降至第二供电电压电平V+’,即降至用于平衡并联连接的开关的电流的期望的电平，开关转换器的脉冲宽度调制以供电控制信号cS的第二占空比d2再次开始。第二占空比d2产生正供电电压Vp的第二供电电压电平V+’。
为了提高对控制端电压的控制的动态性，可在接通换相瞬变已经结束之后，以高频调制驱动器单元的输出。在开关转换器的第一占空比和第二占空比期间，驱动器单元的输出可处于持续的接通状态，并且在第三占空比期间被调制。在每个供应单元的第三占空比期间，以高频调制各个驱动器单元输出。可以控制调制的占空比以使得控制端电压从一个电平向另一个电平转换所需要的时间最短。
在图11中，栅极控制信号cG在供电控制信号cS的第一占空比d1和第二占空比d2期间持续地保持在接通状态。然而，在供电控制信号cS的第三占空比d3期间，栅极控制信号cG被调制并且驱动器单元的输出在正供电电压Vp和负供电电压Vn之间切换。栅极控制信号cG的调制的开关频率足够高以被控制端的低通特性滤除掉。如图11所示，栅极控制信号cG的高频调制的占空比可在供电控制信号cS的第三占空比d3期间改变。高频调制的占空比可形成被配置成使得控制端电压从第一供电电压电平至第二供电电压的转换时间最短的模式。
如图11所示，本方法实现了快速动态响应(vGE在小于5μs内被修改)和出色的长期稳定性。在栅极-发射极电压的高频PWM调制允许快速动态能力的同时，DC-DC转换器提供了长期稳定性。本公开的方法能够在静态操作期间限制并联连接的半导体的电流失衡。通过组合使用具有可控输出DC-DC转换器(以调节最大的栅极-发射极电压)和栅极-发射极电压的调制(以形成栅极-发射极电压从一个电平到另一个电平的转换)，可在维持好的长期稳定性的同时，实现高动态能力。
图12a至12f和图13a至13f分别示出了惯用方法和新公开的平衡方法的两个并联连接的IGBT的示例性静态平衡。
图12a示出了在IBGT接通状态期间、IGBT的集电极电流。图12b示出了IBGT的栅极-发射极电压。图12c和图12d分别示出了在接通事件和断开事件时的集电极电流的细节。图12e和12f分别示出了在接通事件和断开事件时的栅极-发射极电压的细节。
在图中能看出通过本公开的用于并联连接的IGBT关于集电极电流分布的平衡算法所获得的改进。这两个IGBT的静态不平衡几乎被完全根除。
本公开方法可协同动态电流平衡方法使用。例如，通过使用在文献[AFBC10]中提出的方法能在系统中实现动态电流平衡。提出的混合方法也能用来增加半导体的栅极-发射极电压，从而减小接通状态的损耗。
所提出的用于改变控制端电压以及估计电流的概念能同样应用于短路检测和限制、减小导通损耗以及应用于并联连接的IGBT的静态平衡。
所公开的方法的实施并不局限于上述示例性实施方式。例如，可使用杂散电感上的电压的电容性或电感性测量。可通过使用一个A/D转换器或更多个A/D转换器来测量电压。在不转换为数字格式下实现测量也是可能的。
其他电流估计方法可同样被使用。例如，在上述比较器方法中，比较器可具有不同阈值。在上述积分器估计方法中，积分可以各种方式数字地或模拟地实现。使用采用诸如罗氏线圈、开环或闭环电流互感器或其他测量装置测量电流的算法同样是可能的。
为驱动器单元提供供电电压的供电单元也可通过各种方式实现。此外，尽管FPGA被提及作为实现平衡控制器的平台，但是也可以使用其他方法。例如，诸如控制栅极-发射极电压的功能的实现可通过模拟电子电路执行。还可在另外的数字装置(例如CPU、数字信号处理器(DSP)或微处理器)上实施控制。
被选取的参数的变化同样是可能的。例如，可使用同样与集电极电流成比例的其他电压，诸如在集电极电流路径中的电阻上的压降。对本领域技术人员显而易见的是，本发明构思可通过各种方式实现。本发明及其实施方式不限于上面描述的示例，而是可在权利要求的范围内变化。
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Claims (10)

1.一种用于在两个或更多个并联连接的功率半导体开关的接通状态期间平衡所述开关的电流的方法，其中每个开关的控制端由驱动器单元驱动，其中所述方法包括：
确定通过所述开关的电流之间的比例；以及
对于每个开关：
通过控制所述开关的所述驱动器单元的供电电压的电平，基于所述比例控制所述控制端的电压，以及
在开关的接通状态期间，调制所述驱动器单元的输出，其中所述调制的占空比被控制以使得所述控制端的电压从一个电压电平向另一个电压电平转换所需的时间最短。
2.根据权利要求1所述的方法，其中通过使用具有响应于基于所述比例确定的供电控制信号的占空比的开关转换器，产生所述供电电压，并且其中控制所述驱动器单元的供电电压的电平包括：
通过使用所述开关转换器的第一占空比来产生第一供电电压电平，以及
在开关的接通状态期间，
通过使用所述开关转换器的第二占空比来产生第二供电电压电平。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述开关转换器具有在所述第一占空比和所述第二占空比之间的第三占空比的时间段，其中所述第三占空比被设置为使得从所述第一供电电压电平至所述第二供电电压电平的转换时间最短。
4.根据权利要求3所述的方法，其中在所述开关转换器的所述第一占空比和所述第二占空比期间，所述驱动器单元的输出处于接通状态，并且在所述第三占空比的时间段期间被调制。
5.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中确定所述开关的电流之间的比例包括：
基于所述开关的键合电压来估计所述开关的电流，其中所述键合电压表示芯片键合形成的杂散电感两端的电压，以及
基于所估计的电流来计算所述比例。
6.根据权利要求5所述的方法，其中估计所述开关的电流包括：对于至少一个电流，
在一段时间内对所述键合电压进行积分，
测量被积分的电压，以及
基于所述被积分的电压来估计所述电流。
7.根据权利要求5所述的方法，其中估计所述开关的电流包括：
将所述键合电压与设置极限相比较，
测量所述键合电压超过所述设置极限的时间，
基于测量的时间来估计所述电流。
8.根据权利要求2至4中任一项所述的方法，其中通过使用被配置成均衡所述电流之间的比例的平衡控制器来确定所述供电控制信号。
9.根据权利要求2至4中任一项所述的方法，其中在开关的接通状态期间，所述驱动器单元的输出的调制的开关频率至少是所述控制端的低通特性的截止频率。
10.一种被配置成用于在两个或更多个并联连接的功率半导体开关的接通状态期间平衡所述开关的电流的设备，其中每个开关的控制端与驱动器单元连接，其中所述设备包括被配置成如下的装置：
确定所述开关的电流之间的比例；以及，
对于每个开关：
基于所述比例计算供电控制信号，
基于所述供电控制信号控制用于所述开关的驱动器单元的供电电压，以及
在开关的接通状态期间，调制所述驱动器单元的输出，其中占空比被配置成被控制以使得从一个电压电平至另一电压电平的转换所需的时间最短。
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