CN104579196B - 一种射频信号放大器 - Google Patents
一种射频信号放大器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN104579196B CN104579196B CN201510044328.8A CN201510044328A CN104579196B CN 104579196 B CN104579196 B CN 104579196B CN 201510044328 A CN201510044328 A CN 201510044328A CN 104579196 B CN104579196 B CN 104579196B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- oxide
- semiconductor
- metal
- capacitance
- inductance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 190
- 230000007850 degeneration Effects 0.000 claims abstract description 33
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 24
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 14
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 6
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 abstract description 4
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 abstract description 3
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 8
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 3
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000004308 accommodation Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000009510 drug design Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000004576 sand Substances 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种射频信号放大器，属于无线和移动通信技术领域。该射频信号放大器包括：共源共栅级联的第一MOS管和第二MOS管，所述第一MOS管的漏极上串联连接有第一电感和第一电阻，所述第二MOS管的源极退化电感的两端并联有可调LC回路；所述可调LC回路包括串联连接的第二电感和第一电容。该射频信号放大器，能够有效提升增益倍数，抑制干扰信号的影响。
Description
技术领域
本发明涉及无线和移动通信技术领域，特别涉及一种射频信号放大器。
背景技术
随着无线和移动通信的普及和发展，各类通信标准及设备也随之蓬勃发展，同时基于互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的器件及设备的成功研制也促进了无线和移动通信的进一步发展壮大。无线和移动通信中都离不开射频信号放大器，在接收链路和发射链路中，都需要通过射频信号放大器对微弱的射频信号进行放大。射频信号放大器的放大倍数称为增益，对于射频信号放大器而言，高增益、低噪声是其永恒的设计目标。
由于高增益通常通过多级级联的放大器加以实现，根据系统噪声指数F计算公式(1)可知，前面几个增益级的增益决定了系统的噪声性能。其中，F1、F2、F3…FN分别为链路中第1、第2、第3…第N个增益级的噪声指数，G1、G2、G3…GN分别为链路中第1、第2、第3…第N个增益级的增益。从公式(1)可知，为了获得好的噪声性能，需要使前几级的增益足够大，那么后面链路中的噪声影响对整个系统的噪声影响就会降低很多。而就某一级射频放大器而言，在该单级结构中实现高增益将是一个好的选择。
如图1所示，为现有技术中的射频信号放大器的电路结构示意图。该射频信号放大器包括：第一MOS管MM1、第二MOS管MM2、第一电感Lo、源极退化电感Ls、第一电阻Ro和第二电容Co，其中，MM1和MM2都是N型MOS管。为了说明简洁和清楚，该放大器的偏置电路没有画出。具体的电路连接关系如下：第一MOS管MM1的衬底和第二MOS管MM2的衬底分别与地相连；第一MOS管MM1的源极和第二MOS管MM2的漏极相连，第一MOS管MM1的漏极经串联连接的第一电感Lo、第一电阻Ro与第一MOS管的栅极相连后接电源电压VDD；第一MOS管MM1的漏极和地之间连接有第二电容Co，第一MOS管的漏极还与输出端相连；第二MOS管MM2的栅极与输入信号Vi相连，第二MOS管MM2的源极通过连接退化电感Ls接地。其中，源极退化电感Ls包含了芯片内部与外部引线(bonding wire)的寄生电感。该射频信号放大器的输出负载由Lo、Ro和Co组成，其中，Lo和Co形成并联谐振，从而在该谐振频率处可以获得较大的增益提升。
暂时不考虑图1中的射频信号放大器的源极退化电感Ls，则放大器的输出阻抗ro和信号增益Av可分别表示为表达式(2)和表达式(3)：
ro＝[ro1+ro2+gm1ro1ro2]‖ZL (2)
|Av|∝gm2ro＝gm2{[ro1+ro2+gm1ro1ro2]‖ZL} (3)
上述表达式(2)和表达式(3)中，gm1和gm2分别表示MM1和MM2的跨导，ro1和ro2分别为MM1和MM2的输出电阻，ZL为输出端负载阻抗，具体可表示为如下表达式(4)：
ZL＝(Ro+jωLo)‖Co (4)
下面考虑引入源极退化电感Ls后，对图1中的射频信号放大器增益的影响。Ls的增加会对图1中MM2的跨导值产生影响，引入Ls之后的MM2的复合跨导Gm2可以表示为如下表达式(5)：
其中，表达式(5)中的gm2为没有引入Ls时的MM2的跨导值，ω＝2πf；f为信号工作频率，ω为角速度。
结合表达式(3)和表达式(5)，可以推出，引入源极退化电感Ls后，图1中的射频信号放大器的增益可以表示为表达式(6)：
|Av|∝Gm2ro＝Gm2{[ro1+ro2+gm1ro1ro2]‖ZL} (6)
表达式(6)中，gm1表示MM1的跨导，Gm2表示MM2的复合跨导(包含电感Ls之后的跨导值)，ro1和ro2分别为MM1和MM2的输出电阻，ZL为输出端负载阻抗，具体可表示为如下表达式(7)：
ZL＝(Ro+jωLo)‖Co (7)
其中，表达式(7)中的ω＝2πf；f为信号工作频率，ω为角速度。从表达式(5)可知，无论如何选择工作频率(通常射频电路工作的频率都比较大)，或者是电感Ls的值(实际的射频电路中电感Ls都大于0)，如下表达式(8)成立：
|Gm2|＜|gm2| (8)
由表达式(6)和表达式(8)可知，引入寄生电感Ls后，图1所示的射频信号放大器的增益Av会降低一些，并且引入的源极退化电感值Ls值越小，所引起的放大器增益Av降低的值也会越小。因此，在设计射频信号放大器时，需要尽可能降低源极退化电感Ls的值。
综上所述，现有的射频信号放大器在源极退化电感Ls的作用下，导致增益在一定程度上降低，并且无法抑制无线通信中存在各种干扰信号，尤其是所需射频信号邻近频带的干扰信号所产生的影响，例如，过大的干扰信号可能导致射频信号放大器达到了饱和，但所需要的射频信号还没有获得足够的增益，从而导致该射频信号放大器无法满足实际应用需求。
发明内容
本发明实施例提供了一种射频信号放大器，能够有效提升增益倍数，抑制干扰信号的影响。
本发明实施例提供的技术方案如下：
一种射频信号放大器，包括：共源共栅级联的第一MOS管和第二MOS管，所述第一MOS管的漏极上串联连接有第一电感和第一电阻，所述第二MOS管的源极退化电感的两端并联有可调LC回路；所述可调LC回路包括串联连接的第二电感和第一电容。
优选地，所述第二电感为可变电感，所述第一电容为恒电容或可变电容。
优选地，所述第二电感为恒电感，所述第一电容为可变电容。
优选地，所述第一MOS管和所述第二MOS管都是N型MOS管。
优选地，所述第一MOS管的衬底和所述第二MOS管的衬底分别与地相连；所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的漏极相连，所述第一MOS管的漏极经串联连接的所述第一电感和所述第一电阻后与电源电压相连；所述第一MOS管的栅极接偏置电压，所述第一MOS管的漏极还与输出端相连；所述第二MOS管的栅极与输入信号相连，所述第二MOS管的源极退化电感接地；或者
所述第一MOS管和所述第二MOS管处于深N阱中，所述第一MOS管的衬底和所述第二MOS管的衬底分别与各自的源极相连；所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的漏极相连，所述第一MOS管的漏极经串联连接的所述第一电感和所述第一电阻后与电源电压相连；所述第一MOS管的栅极接偏置电压，所述第一MOS管的漏极还与输出端相连；所述第二MOS管的栅极与输入信号相连，所述第二MOS管的源极退化电感接地。
优选地，所述第一MOS管的漏极和地之间具有第二电容，所述第二电容包含寄生电容。
优选地，所述第一电容包括：多组连接在第一公共端和第二公共端之间的第三电容和第三MOS管，每个所述第三电容的一端分别与所述第一公共端相连，每个所述第三电容的另一端分别与本组内所述第三MOS管的漏极相连，每个所述第三MOS管的衬底分别与地相连，每个所述第三MOS管的源极分别与所述第二公共端相连，每个所述第三MOS管的栅极分别与一个数字控制源相连。
优选地，所述第一电容包括：多组连接在第一公共端和第二公共端之间的第四电容、第五电容和第四MOS管，每个所述第四电容的一端分别与所述第一公共端相连，每个所述第四电容的另一端分别与本组内所述第四MOS管的漏极相连，每个所述第四MOS管的衬底分别与地相连，每个所述第四MOS管的源极分别与所述第二公共端相连，所述第五电容并联在所述第四MOS管的漏极和源极之间，每个所述第四MOS管的栅极分别与一个数字控制源相连。
优选地，所述第一电容包括：连接在第一公共端和第二公共端之间的数字控制源、数模转换器、第六电容和第二可变电容；所述第六电容和所述第二可变电容串联连接，所述数模转换器的输入端与所述数字控制源相连，所述数模转换器的输出端连接在所述第六电容和所述第二可变电容之间。
优选地，所述第一电容包括：连接在第一公共端和第二公共端之间的控制电压产生电路、第三可变电容和第四可变电容，所述第三可变电容和所述第四可变电容串联连接，所述控制电压产生电路的输出端连接在所述第三可变电容和所述第四可变电容之间。
本发明实施例提供的射频信号放大器，通过在第二MOS管的源极退化电感的两端并联可调LC回路，通过对可调LC回路中电感或电容值的调整，使第二MOS管的源极退化电感、LC回路中的第二电感、第一电容所构成的回路发生谐振，从而抵消源极退化电感对增益的影响，进而能够有效提升射频信号放大器的增益，同时有效抑制干扰信号的影响。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中的射频信号放大器的电路结构示意图；
图2是现有技术中的各种射频信号放大器的幅频特性曲线对比示意图；
图3是本发明实施例提供的射频信号放大器的电路结构示意图；
图4是图3中的射频信号放大器的幅频特性响应曲线示意图；
图5是本发明实施例提供的第一种可变电容的示意图；
图6是本发明实施例提供的第二种可变电容的示意图；
图7是本发明实施例提供的第三种可变电容的示意图；
图8是本发明实施例提供的第四种可变电容的示意图。
图9是本发明实施例与现有技术中的射频信号放大器的实施效果对比图；
图10是本发明实施例中的射频信号放大器增益与可变电容容值变化的关系曲线图。
附图标记：
MM1-第一MOS管；MM2-第二MOS管；Lo-第一电感；Ro-第一电阻；
源极退化电感-Ls；Cv-第一电容；Co-第二电容；Lsx-第二电感；
VDD-电源电压；Vi-输入信号；Vo-输出信号；GND-地；
1-第一公共端；2-第二公共端；D0,D1…Dn-数字控制源；
CC0，CC1…CCn-第三电容；MC0，MC1…MCn-第三MOS管
C00，C10…Cn0-第四电容；C01，C11…Cn1-第五电容；
M0，M1…Mn-第四MOS管；DAC-数模转换器；CCC-第六电容；
Cv0-第二可变电容；Cv1-第三可变电容；Cv2-第四可变电容。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例的方案，下面结合附图和实施方式对本发明实施例作进一步的详细说明。
本发明实施例提供一种射频信号放大器，包括：共源共栅级联的第一MOS管MM1和第二MOS管MM2，其中，第一MOS管MM1的漏极上串联连接有第一电感Lo和第一电阻Ro，第二MOS管MM2的源极退化电感Ls的两端并联有可调LC回路；该可调LC回路包括串联连接的第二电感Lsx和第一电容Cv。通过对可调LC回路中电感或电容值的调整，使得第二MOS管M2的源极退化电感Ls、LC回路中的Lsx和第一电容Cv所构成的回路能够发生谐振，以便抵消源极退化电感Ls所导致增益的减小，进而能够有效提升射频信号放大器的增益。
需要说明的是，作为等同替代方案，可以将本专利申请中的第一MOS管和第二MOS管分别替换为双极性晶体管，也即，为了表述方便本专利申请中以MOS管为例加以说明，凡涉及采用MOS管的地方，也可以采用双极性晶体管加以实现。换言之，本领域技术人员将本专利申请中的MOS管分别替换为双极性晶体管，并将管脚的连接关系做适应性调整所形成的射频信号放大器，也落入本专利申请的保护范围。
具体地，上述可调LC回路可以通过对电感值进行调整或者对电容值进行调整加以实现，根据所调整对象的不同，具体可以采用以下三种不同的实施方式：第二电感Lsx为可变电感，而第一电容Cv为恒电容；或者，第二电感Lsx为恒电感，而第一电容Cv为可变电容；或者，第二电感Lsx为可变电感，第一电容Cv也为可变电容。由于在CMOS工艺、BiCMOS工艺或其他集成电路工艺的实现中，集成电容比较容易实现，而电感值的改变较为复杂且集成度低，所以，从提高系统集成度的角度出发，本发明实施例优选采用第二电感Lsx为恒电感，而第一电容Cv为可变电容的实施方式。当然，本领域技术人员也可以采用可变电感集成的方式，对此本发明实施例不做限定。
上述射频信号放大器中的第一MOS管MM1和第二MOS管MM2既可以采用N型MOS管，也可以采用P型MOS管；当然也可以将其中的第一MOS管MM1和第二MOS管MM2等效替换为NPN型双极性晶体管，或者PNP型双极性晶体管。本发明实施例中，以N型MOS管为例加以说明。当第一MOS管MM1和第二MOS管MM2采用PNP型双极晶体管，或采用P型MOS管时，将图3中的第一电感Lo，第一电阻Ro以及第二电容Co根据互易原则连接地端；而第二电感Lsx，第一电容Cv和源极退化电感Ls则根据互易原则连接电源电压端；本领域技术人员可以根据实际情况选用，当采用不同类型的MOS管时，本领域技术人员容易知道如何将管脚连接关系进行相应调整，对此不再赘述。本发明实施例中，第一MOS管MM1和第二MOS管MM2优选均采用N型MOS管。
如图3所示的射频信号放大器中，第一MOS管MM1的衬底和第二MOS管MM2的衬底分别与地相连；第一MOS管MM1的源极和第二MOS管MM2的漏极相连，第一MOS管MM1的漏极经串联连接的第一电感Lo和第一电阻Ro后与电源电压相连；第一MOS管MM1的栅极接偏置电压，第一MOS管MM1的漏极还与输出端Vo相连；第二MOS管MM2的栅极与输入信号Vi相连，第二MOS管MM2的源极退化电感Ls接地。图3只是本发明的一种实施方式，其中，电源电压VDD可以当作特定条件的偏置电压使用，本发明实施例不做具体限定。
如果集成电路工艺具有多个阱，第一MOS管MM1和第二MOS管MM2处于深N阱中，则第一MOS管MM1的衬底和第二MOS管MM2的衬底分别与各自的源极相连；第一MOS管MM1的源极和第二MOS管MM2的漏极相连，第一MOS管MM1的漏极经串联连接的第一电感Lo和第一电阻Ro后与电源电压相连；第一MOS管MM1的栅极接偏置电压，第一MOS管MM1的漏极还与输出端Vo相连；第二MOS管MM2的栅极与输入信号Vi相连，第二MOS管MM2的源极退化电感Ls接地。该射频信号放大器，通过第一MOS管MM1的漏极上串联的第一电阻Ro能够有效展宽信号增益的带宽。由于第一MOS管MM1的漏极和地之间具有第二电容Co，该电容包含寄生电容，通过第一电感Lo和第二电容Co形成并联谐振，导致输出端负载阻抗ZL的值极大，进而在该谐振频率处可以获得极大的负载阻抗ro，从而有效提升射频信号放大器的增益。
为了使本发明实施例所提供的射频信号放大器的电路结构更加清晰，以下结合现有技术中的各种射频信号放大器的幅频特性曲线对比示意图进行简要介绍。如图2所示，横轴代表频率，纵轴代表增益。其中，细实线所绘制的折线图为图1未串联第一电感Lo，且不计第二MOS管MM2的源极退化电感Ls时的幅频特性曲线，由图可知，在放大器输出端由输出电阻ro和负载电容Co形成极点，当频率超过该极点频率1/roco后，放大器的增益逐渐降低。该种射频信号放大器存在的不足是：随着频率的增加，放大器的增益逐渐降低，当进入射频GHz区域之后(如大于1GHz时)，放大器的增益变得非常小，无法满足信号放大需求，只能适用于低频信号放大，从而限制了其使用范围。带宽为wa的粗虚线范围代表图1中未串联电阻Ro之前的带宽，由图可知，由于谐振而引起的增益提高，一方面可以对该谐振频率附近的输入信号进行放大，另一方面也可对输入信号进行频带选择和滤波。但是，谐振导致可获得信号增益的输入频率范围限定在很窄的带宽内，无法满足通信电路的要求。带宽wb为的粗实线范围代表图1中串联Ro之后(图1所示)，经拓宽之后的带宽，通过对比可知，通过增加电阻Ro可以在一定程度上展宽谐振的带宽；而通过串联第一电感Lo能够有效提升射频信号放大器的增益。
如图3所示，在第二MOS管MM2的源极退化电感Ls的两端并联有包括第二电感Lsx和第一电容Cv(可变电容)的可调LC回路后，形成复合阻抗Zd作为MM2的源极退化阻抗，从而使得MM2的复合跨导GFm2可以表达式(9)表示如下：
其中，表达式(9)中的gm2为没有引入复合阻抗Zd时MM2的跨导值，ω＝2πf；f为信号工作频率，ω为角速度。复合阻抗Zd可以表示为如下表达式(10)：
结合表达式(3)和表达式(9)可以推出，图3所示的射频信号放大器的增益可以采用表达式(11)表示如下：
|Av|∝GFm2ro＝GFm2{[ro1+ro2+gm1ro1ro2]‖ZL} (11)
表达式(11)中，gm1表示MM1的跨导，GFm2表示MM2的复合跨导(包含复合阻抗Zd之后的跨导值)，ro1和ro2分别为MM1和MM2的输出电阻，ZL为输出端负载阻抗，具体如前述的表达式(7)，当输出负载电感和电容谐振产生大的负载阻抗时，可以实现高增益，加入电阻Ro可以拓展增益带宽。
以下结合相关附图详细说明本发明实施例所提供的射频信号放大器的有益技术效果。
有益技术效果一：
通过设计第二MOS管MM2源极连接的电感Lsx值和电容Cv值，使得其谐振频率为射频放大器信号输入信号的工作频率ωin时，也即如下表达式(12)成立：
由表达式(10)和表达式(12)可知，复合阻抗Zd为0。再结合表达式(9)可知，此时的第二MOS管MM2的复合跨导GFm2可以表示为如下表达式(13)：
GFm2＝gm2 (13)
由表达式(11)和表达式(13)可知，此时的射频信号放大器的增益可以用表达式(3)来表示，也即，如图4所示，通过在第二MOS管MM2的源极引入复合阻抗Zd后，通过合理设计，理论上可以完全消除源极退化电感Ls对放大增益的影响。考虑到实际电路中会存在各种寄生效应，从而使得复合阻抗Zd趋近于0，也即能够使源极退化电感Ls引起的增益降低效应被最大程度的消除，从而能够有效提高射频放大器的增益。
有益技术效果二：
由表达式(10)可知，通过对复合阻抗Zd中电感和电容值的合理设计，在消除源极退化电感Ls对射频信号放大器增益影响的前提下，同时存在一个频率ωs，使得如下表达式(14)成立：
由表达式(10)可知，在该频率ωs时，复合阻抗Zd为无穷大。再结合表达式(9)可知，此时的第二MOS管MM2的复合跨导GFm2可以表示为如下表达式(15)：
GFm2＝0 (15)
由表达式(11)和表达式(15)可知，此时的射频信号放大器的增益为0，也即，通过在第二MOS管MM2的源极引入复合阻抗Zd，通过合理的设计，理论上可以对频率为ωs的信号进行完全抑制。考虑到实际电路中会存在各种寄生效应，使得复合阻抗Zd趋近于无穷大，使得射频放大器的增益趋近于0。也即，该图3所示的射频信号放大器能够对频率为ωs的信号进行抑制。
从表达式(12)和表达式(14)可知，
由表达式(16)和表达式(17)可知，
ωs＜ωin (18)
由图4及以上分析可知，在第二MOS管MM2的源极引入复合阻抗Zd后，通过合理选择复合阻抗Zd的值，可以对所需射频信号ωin的邻近频带ωs的干扰信号进行有效抑制。
有益技术效果三：
进一步分析图4中的射频信号放大器的幅频特性响应曲线可知，当把本发明实施例中的射频放大器放在射频接收或发射链路中，如果合理选择本振，可以抑制混频器的镜像信号。这是因为，如果选择ωs和ωin的中间值作为本振频率ωLo，那么输入信号频率ωin的镜像信号频率就是ωs。由图4可知，图3的射频放大器对频率为ωs的信号进行了最大程度的抑制，所以，相对于频率为ωin的输入信号和本振频率ωLo而言，频率为ωs的镜像信号对混频后信号的影响可以大大降低，也即，镜像信号得到了有效抑制。其中，
通过以上分析可知，在不改变偏置电流的情况下，图3中的射频信号放大器能够进一步提高信号增益，同时可以对所需射频信号的邻近频带的干扰信号进行有效抑制；此外，在射频接收或发射链路中，通过合理选择本振，还能够有效抑制混频器的镜像信号。
本发明实施例提供的第一电容Cv(可变电容)优选采用以下四种实施方式：
实施方式一：
第一电容Cv包括：多组连接在第一公共端1和第二公共端2之间的第三电容CC0，CC1…CCn和第三MOS管MC0，MC1…MCn，每个第三电容的一端分别与第一公共端1相连，每个第三电容的另一端分别与本组内第三MOS管的漏极相连，每个第三MOS管的衬底分别与地相连，每个第三MOS管的源极分别与第二公共端相连，每个第三MOS管的栅极分别与一个数字控制源D0,D1…Dn相连。其中，各组中的第三电容和第三MOS管的规格可以相同，也可以不同，具体可以根据需要选择。
同理，如果集成电路工艺具有多个阱，N型MOS管处于深N阱中，则上述每个第三MOS管的衬底也可以和其源端相接，本领域技术人员容易知道如何根据实际工艺做出具体连接，本发明实施例不做具体限定。
具体地，如图5所示，离散可变电容由n+1组N型MOS管和电容组成，通过数字控制源<D0,…Dn>实现离散电容的选择控制。N型MOS管MC0和CC0为一组，以此类推，形成n+1组，N型MOS管MC1和CC1为一组，N型MOS管MC2和CC2为一组，…N型MOS管MCn和CCn形成另外一组。Cv的两端分别与第一公共端1和第二公共端2相连，此处，第一公共端1同时连接电容CC0和其它n个电容(CC1，CC2…CCn)的一端，而电容CC0和其它n个电容(CC1，CC2…CCn)的另一端分别连接N型MOS管MC0和其它n个N型MOS管(MC1，MC2，…MCn)的漏极，N型MOS管MC0和其它n个N型MOS管(MC1，MC2，…MCn)的源极同时连接到第二公共端2，N型MOS管MC0和其它n个N型MOS管(MC1，MC2，…MCn)的衬底都连接到地(GND)。N型MOS管MC0和其它n个N型MOS管(MC1，MC2，…MCn)的栅极则分别与数字控制源D0，D1，D2…Dn相连。当<D0,…Dn>为全1时，等价的Cv为最大电容，也即第一公共端1和第二公共端2之间的电容最大；以此类推，当<D0,…Dn>为全0时，等价的Cv为最小电容，也即第一公共端1和第二公共端2之间的电容最小。通过合理选择和设计电容CC0和其它n个电容(CC1，CC2…CCn)的电容值，进而可以通过改变数字控制源<D0,…Dn>实现Cv所期望的可变电容范围。
实施方式二：
第一电容Cv包括：多组连接在第一公共端1和第二公共端2之间的第四电容C00，C10…Cn0、第五电容C01，C11…Cn1和第四MOS管M0，M1…Mn，每个第四电容的一端分别与第一公共端1相连，每个第四电容的另一端分别与本组内第四MOS管的漏极相连，每个第四MOS管的衬底分别与地相连，每个第四MOS管的源极分别与第二公共端2相连，第五电容并联在第四MOS管的漏极和源极之间，每个第四MOS管的栅极分别与一个数字控制源D0,D1…Dn相连。其中，各组中的第四电容、第五电容和第四MOS管的规格可以相同，也可以不同，具体可以根据需要选择。
同理，如果集成电路工艺具有多个阱，N型MOS管处于深N阱中，则上述每个第四MOS管的衬底也可以和其源端相接，本领域技术人员容易知道如何根据实际工艺做出具体连接，本发明实施例不做具体限定。
具体地，如图6所示，离散可变电容由n+1组由N型MOS管和电容组成的单元所构成，通过数字控制源<D0,…Dn>实现离散电容的选择控制。N型MOS管M0、C00和C01为一组，N型MOS管M1、C10和C11为一组，N型晶体管M2、C20和C21为一组，…N型MOS管Mn、Cn0和Cn1形成另外一组，以此类推，形成n+1组。Cv的两端分别与第一公共端1和第二公共端2相连，此处，第一公共端1同时连接电容C00和其它n个电容(C10，C20…Cn0)的一端，而电容C00和其它n个电容(C10，C20…Cn0)的另一端分别连接N型MOS管M0和其它n个N型MOS管(M1，M2，…Mn)的漏极，并同时分别连接到电容C01和其它n个电容(C11，C21…Cn1)的一端；电容C01和其它n个电容(C11，C21…Cn1)的另一端连接到第二公共端2。N型MOS管M0和其它n个N型MOS管(M1，M2，…Mn)的源极也全部连接到第二公共端2；N型MOS管M0和其它n个N型MOS管(M1，M2，…Mn)的衬底都连接到地(GND)；N型MOS管M0和其它n个N型MOS管(M1，M2，…Mn)的栅极则分别连接控制信号D0，D1，D2…Dn。通过合理选择电容阵列C00，C10，C20，…Cn0和电容阵列C01，C11，C21…Cn1的值，可以实现如下电容变化，例如，当<D0,…Dn>为全1时，等价的Cv为最大电容，也即1端和2端之间的电容最大；以此类推，当<D0,…Dn>为全0时，等价的Cv为最小电容，也即第一公共端1和第二公共端2之间的电容最小，进而可以通过改变数字控制源<D0,…Dn>实现Cv所期望的可变电容范围。
需要说明的是，实施方式一和实施方式二都是离散实现方法，可替代的，可以使用变容二极管或者金属氧化物半导体(MOS)变容管来实现连续可变电容。
实施方式三：
第一电容Cv包括：连接在第一公共端1和第二公共端2之间的数字控制源D0,D1…Dn、数模转换器DAC、第六电容CCC和第二可变电容Cv0；其中，第六电容CCC和第二可变电容Cv0串联连接，数模转换器DAC的输入端与数字控制源D0,D1…Dn相连，数模转换器DAC的输出端连接在第六电容CCC和第二可变电容Cv0之间。
具体如图7所示，电容Cv由数模转换器DAC、可变电容Cv0和电容CCC组成。Cv的两端分别与第一公共端1和第二公共端2相连，此处，第一公共端1连接电容CCC，电容CCC的另一端连接可变电容Cv0的一端，同时和数模转换器DAC的输出端Vc0连接在一起，可变电容Cv0的另一端连接到第二公共端2；数模转换器DAC的输入连接数字控制源D0，D1，D2…Dn。在合理选择和设计电容CCC的值和可变电容Cv0值的变化范围的基础上，通过改变数字控制源D0，D1，D2…Dn，经过数模转换器DAC的转化，输出电压Vc0相应发生改变，进而控制Cv0的变化，则由可变电容Cv0和电容CCC串联实现的等价电容Cv值也会发生相应的变化，也即，可以实现Cv所期望的可变电容范围。
实施方式四：
第一电容Cv包括：连接在第一公共端1和第二公共端2之间的控制电压产生电路、第三可变电容Cv1和第四可变电容Cv2，其中，第三可变电容Cv1和第四可变电容Cv2串联连接，控制电压产生电路的输出端连接在第三可变电容Cv1和第四可变电容Cv2之间。
具体如图8所示，Cv由控制电压产生电路、可变电容Cv1和可变电容Cv2组成。Cv的两端分别与第一公共端1和第二公共端2相连，此处，第一公共端1连接可变电容Cv1的一端，可变电容Cv1的另一端与可变电容Cv2的一端连接，同时和控制电压产生电路的输出端Vc连接，可变电容Cv2的另一端连接第二公共端2。在合理选择和设计可变电容Cv1值的变化范围和可变电容Cv2值的变化范围的基础上，通过设计控制电压产生电路，按照需求产生控制电压Vc，进而控制可变电容Cv1和Cv2的变化，则由可变电容Cv1和可变电容Cv2串联实现的等价电容Cv值也会发生相应的变化，也即，可以实现Cv所期望的可变电容范围。
如图9所示，标示为“现有实现”的曲线为图1中射频信号放大器的实施效果图；标示为“本发明实现一”的曲线为图3中的射频信号放大器在Cv和Lsx的谐振频率与输出负载Lo和Co的谐振频率一致情况下的实施效果图；标示为“本发明实现二”的曲线为图3中的射频信号放大器在Cv和Lsx的谐振频率与输出Lo和Co的谐振频率略有不同情况下的实施效果图。需要说明的是，该对比图是在图1和图3中的有源器件N型MOS管MM1和MM2尺寸一致，输出负载ZL相同，同时直流偏置电流也一致情况下得出的，也即，图1和图3整体功耗相等的情况下所做的对比。
通过分析图9可知，通过加入Cv和Lsx，“本发明实现一”和“本发明实现二”相对于“现有实现”在设计频率888MHz附近频段的增益上都有所提高。其中，当Cv和Lsx的谐振频率与输出Lo和Co的谐振频率相同时，增益提高最大达到9dB多；当Cv和Lsx的谐振频率与输出Lo和Co的谐振频率略有不同时，增益提高略小；也即，可以通过改变Cv或Lsx的值，或者通过改变Lo和Co的值，使得Cv和Lsx的谐振频率值与输出Lo和Co的谐振频率值存在一些差异，从而获得不同的增益提高值，进而可以实现整个射频信号放大器增益的可变或可控。其中，“本发明实现二”相对于“本发明实现一”，是保持Cv和Lsx的值不变，对Lo和Co的值进行修改而实现的。此处，同样是可以改变Lo的值或者改变Co的值加以实现，如果考虑集成度和成本等因素，一般优先考虑改变Co来实现，其中，Co值的改变，优先采用图5、图6、图7或图8的电路结构加以实现。当然，也可以通过改变Lo的值，实现输出Lo和Co的谐振频率值的变化，该实施方式也当然落入本专利的保护范围。
如图10所示，保持Lo和Co的值不变，同时保持Lsx的值不变，通过变化Cv的值而获得增益曲线。当电容Cv的值从8pF变化到12pF时，在功耗不变的前提下，获得的最高增益变化了4dB。也即，通过改变Cv的值，可以实现射频信号放大器增益的变化。值得注意的是，Cv电容值的变化引起增益曲线中最高增益点的平移，具体可以通过合理设置，或者同时变化Lo，或Co，或Cv，或Lsx的值，使得所获得最高增益的曲线覆盖实际使用的信号频段。
通过分析图9和图10所得出的结论，与分析图3和图4所得出的结论相似，也即，在不改变偏置电流的情况下，可以进一步提高射频信号放大器的增益；同时可以对所需射频信号的邻近频带的干扰信号进行抑制；此外，如果在射频接收或发射链路中采用本发明实施例提供的射频信号放大器，通过合理选择本振或根据具体情况修改电感Ls的值，可以实现对混频器镜像信号的抑制。
本发明实施例提供的射频信号放大器，通过在第二MOS管的源极退化电感的两端并联可调LC回路，通过对可调LC回路中电感或电容值的调整，使第二MOS管的源极退化电感、LC回路中的第二电感、第一电容所构成的回路发生谐振，从而抵消源极退化电感对增益的影响，进而能够有效提升射频信号放大器的增益，同时有效抑制干扰信号的影响。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种射频信号放大器，其特征在于，包括：共源共栅级联的第一MOS管和第二MOS管，所述第一MOS管的漏极上串联连接有第一电感和第一电阻，所述第二MOS管的源极退化电感的两端并联有可调LC回路，所述可调LC回路包括串联连接的第二电感和第一电容；所述源极退化电感和可调LC回路并联形成所述第二MOS管的源极复合阻抗，以抵消源极退化电感所导致放大器增益的减小，抑制放大器输入信号的邻近频带的干扰信号或抑制放大器在射频接收或发射链路中的镜像信号；
所述第一MOS管的衬底和所述第二MOS管的衬底分别与地相连；所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的漏极相连，所述第一MOS管的漏极经串联连接的所述第一电感和所述第一电阻后与电源电压相连；所述第一MOS管的栅极接偏置电压，所述第一MOS管的漏极还与输出端相连；所述第二MOS管的栅极与输入信号相连，所述第二MOS管的源极退化电感接地；或者
所述第一MOS管和所述第二MOS管处于深N阱中，所述第一MOS管的衬底和所述第二MOS管的衬底分别与各自的源极相连；所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的漏极相连，所述第一MOS管的漏极经串联连接的所述第一电感和所述第一电阻后与电源电压相连；所述第一MOS管的栅极接偏置电压，所述第一MOS管的漏极还与输出端相连；所述第二MOS管的栅极与输入信号相连，所述第二MOS管的源极退化电感接地。
2.根据权利要求1所述的射频信号放大器，其特征在于：所述第二电感为可变电感，所述第一电容为恒电容或可变电容。
3.根据权利要求1所述的射频信号放大器，其特征在于：所述第二电感为恒电感，所述第一电容为可变电容。
4.根据权利要求3所述的射频信号放大器，其特征在于：所述第一MOS管和所述第二MOS管都是N型MOS管。
5.根据权利要求4所述的射频信号放大器，其特征在于：所述第一MOS管的漏极和地之间具有第二电容，所述第二电容包含寄生电容。
6.根据权利要求5所述的射频信号放大器，其特征在于，所述第一电容包括：多组连接在第一公共端和第二公共端之间的第三电容和第三MOS管，每个所述第三电容的一端分别与所述第一公共端相连，每个所述第三电容的另一端分别与本组内所述第三MOS管的漏极相连，每个所述第三MOS管的衬底分别与地相连，每个所述第三MOS管的源极分别与所述第二公共端相连，每个所述第三MOS管的栅极分别与一个数字控制源相连。
7.根据权利要求5所述的射频信号放大器，其特征在于，所述第一电容包括：多组连接在第一公共端和第二公共端之间的第四电容、第五电容和第四MOS管，每个所述第四电容的一端分别与所述第一公共端相连，每个所述第四电容的另一端分别与本组内所述第四MOS管的漏极相连，每个所述第四MOS管的衬底分别与地相连，每个所述第四MOS管的源极分别与所述第二公共端相连，所述第五电容并联在所述第四MOS管的漏极和源极之间，每个所述第四MOS管的栅极分别与一个数字控制源相连。
8.根据权利要求5所述的射频信号放大器，其特征在于，所述第一电容包括：连接在第一公共端和第二公共端之间的数字控制源、数模转换器、第六电容和第二可变电容；所述第六电容和所述第二可变电容串联连接，所述数模转换器的输入端与所述数字控制源相连，所述数模转换器的输出端连接在所述第六电容和所述第二可变电容之间。
9.根据权利要求5所述的射频信号放大器，其特征在于，所述第一电容包括：连接在第一公共端和第二公共端之间的控制电压产生电路、第三可变电容和第四可变电容，所述第三可变电容和所述第四可变电容串联连接，所述控制电压产生电路的输出端连接在所述第三可变电容和所述第四可变电容之间。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510044328.8A CN104579196B (zh) | 2015-01-28 | 2015-01-28 | 一种射频信号放大器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510044328.8A CN104579196B (zh) | 2015-01-28 | 2015-01-28 | 一种射频信号放大器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104579196A CN104579196A (zh) | 2015-04-29 |
| CN104579196B true CN104579196B (zh) | 2018-06-05 |
Family
ID=53094562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510044328.8A Active CN104579196B (zh) | 2015-01-28 | 2015-01-28 | 一种射频信号放大器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104579196B (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106788275A (zh) * | 2015-11-20 | 2017-05-31 | 厦门宇臻集成电路科技有限公司 | 一种共源共栅增强型hemt功率放大器电路 |
| CN105490646B (zh) * | 2015-11-24 | 2018-04-06 | 广州一芯信息科技有限公司 | 共源共栅放大器及共射共栅放大器 |
| MY188631A (en) * | 2016-05-02 | 2021-12-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Amplifier |
| CN106849888A (zh) * | 2017-02-10 | 2017-06-13 | 中国科学院物理研究所 | 基本电路、射频信号放大器及应用 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101212203B (zh) * | 2006-12-29 | 2010-12-22 | 联发科技（新加坡）私人有限公司 | 同相正交混频器,通信装置及其方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100544958B1 (ko) * | 2003-12-10 | 2006-01-24 | 한국전자통신연구원 | 대역 가변이 가능한 저잡음 증폭기 |
| JP2007081593A (ja) * | 2005-09-13 | 2007-03-29 | Neuro Solution Corp | 発振器、ｐｌｌ回路および受信機、送信機 |
| CN100493970C (zh) * | 2007-04-27 | 2009-06-03 | 北京交通大学 | 站内音频轨道电路阻抗匹配电路 |
| CN101162912A (zh) * | 2007-11-19 | 2008-04-16 | 上海士康射频技术有限公司 | 单芯片射频收发器 |
| US7696828B2 (en) * | 2008-01-04 | 2010-04-13 | Qualcomm, Incorporated | Multi-linearity mode LNA having a deboost current path |
| CN102203708B (zh) * | 2008-01-15 | 2013-01-16 | 苏州瀚瑞微电子有限公司 | 量化电不平衡的装置及加入有该装置的触摸检测系统 |
| CN102332867B (zh) * | 2011-07-22 | 2014-08-06 | 复旦大学 | 一种带有单端电路补偿结构的低噪声放大器 |
| JP2013105664A (ja) * | 2011-11-15 | 2013-05-30 | Tokyo Electron Ltd | 高周波アンテナ回路及び誘導結合プラズマ処理装置 |
| US8773204B2 (en) * | 2012-02-14 | 2014-07-08 | Qualcomm Incorporated | Amplifier with reduced source degeneration inductance |
| CN103001566B (zh) * | 2012-10-23 | 2015-04-08 | 东南大学 | 一种超高q值片上可调电感 |
-
2015
- 2015-01-28 CN CN201510044328.8A patent/CN104579196B/zh active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101212203B (zh) * | 2006-12-29 | 2010-12-22 | 联发科技（新加坡）私人有限公司 | 同相正交混频器,通信装置及其方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 低电压低功耗CMOS射频低噪声放大器的研究进展;曹克等;《微电子学》;20030820;第33卷(第4期);第317-323页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104579196A (zh) | 2015-04-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10714832B2 (en) | Antenna tuning circuit, method for tuning an antenna, antenna arrangement and method for operating the same | |
| US8049566B1 (en) | Feedback LNA with resistor | |
| KR100952666B1 (ko) | 커패시터 피드백을 이용한 재구성 가능 저잡음 증폭기 | |
| CN102740019B (zh) | 接收机 | |
| CN104579196B (zh) | 一种射频信号放大器 | |
| DE102015113706A1 (de) | System und Verfahren für einen Verstärker mit niedrigem Rauschen | |
| CN102084589B (zh) | 在接收器射频前端实现高选择性的方法 | |
| CN106385240B (zh) | 一种增益连续可调的射频前端电路 | |
| CN101253682A (zh) | 低噪声放大电路和接收系统 | |
| CN105305979B (zh) | 一种改善线性度的分布式放大器电路 | |
| CN106537770A (zh) | 宽带低功率放大器 | |
| DE102015218208B4 (de) | Transceiver, der für einen betrieb mit mehreren leistungspegeln geeignet ist, und verfahren dafür | |
| CN104954035A (zh) | 直流偏压电路及使用直流偏压电路的射频接收器电路 | |
| US20040063415A1 (en) | Integrated tunable filter for broadband tuner | |
| CN102324896A (zh) | 一种带线性度补偿的宽带低噪声放大器 | |
| JP5109895B2 (ja) | 増幅回路及び受信装置 | |
| JP2009130808A (ja) | アッテネータ | |
| US7880536B2 (en) | Simplified sallen-key low-pass filter circuit | |
| KR101102344B1 (ko) | 노치필터를 이용한 저잡음 증폭기 | |
| KR20100027847A (ko) | 가변 용량 다이오드를 이용한 저잡음 증폭기 및 이의 구동 방법 | |
| CN104836588B (zh) | 频率选择电路、信号处理装置和频率选择特性设置方法 | |
| CN106817094A (zh) | 一种射频低噪声放大器及其实现方法 | |
| US7852177B2 (en) | Double-tuning circuit of television tuner | |
| DE102005025677B9 (de) | Empfangsverstärker, insbesondere für Fernsehempfänger und Verwendung des Empfangsverstärkers | |
| JP2022532525A (ja) | マルチバンドイコライザ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |