CN104518745A - 放大器 - Google Patents

放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN104518745A
CN104518745A CN201410498423.0A CN201410498423A CN104518745A CN 104518745 A CN104518745 A CN 104518745A CN 201410498423 A CN201410498423 A CN 201410498423A CN 104518745 A CN104518745 A CN 104518745A
Authority
CN
China
Prior art keywords
terminal
diode
amplifier
transistor
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201410498423.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104518745B9 (zh
CN104518745B (zh
Inventor
川野阳一
山浦新司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Fujitsu Semiconductor Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd, Fujitsu Semiconductor Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN104518745A publication Critical patent/CN104518745A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104518745B publication Critical patent/CN104518745B/zh
Publication of CN104518745B9 publication Critical patent/CN104518745B9/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H03F1/0266—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3205—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in field-effect transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3276—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using the nonlinearity inherent to components, e.g. a diode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/165—A filter circuit coupled to the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/216—A coil being added in the input circuit, e.g. base, gate, of an amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/246—A series resonance being added in shunt in the input circuit, e.g. base, gate, of an amplifier stage, e.g. as a trap
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3215—To increase the output power or efficiency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45541—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising dynamic biasing means, i.e. controlled by the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45552—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising clamping means, e.g. diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45554—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more coils
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45568—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more diodes as shunt to the input leads
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45576—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising input impedance adapting or controlling means

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

一种放大器包括：两个输入端子，该两个输入端子接收差分的、双音调的传输信号；两个输出端子；线圈，该线圈具有分别与输入端子连接的端子，并且该线圈具有中心抽头；第一晶体管，该第一晶体管具有与线圈的一个端子连接的栅极，并且第一晶体管的输出端子与一个输出端子连接；第二晶体管，该第二晶体管具有与线圈的另一端子连接的栅极，并且第二晶体管的输出端子与另一输出端子连接；二极管，该二极管具有与中心抽头连接的端子；以及偏压电路，该偏压电路与二极管的另一端子连接以输出栅极电压来接通第一晶体管和第二晶体管。二极管根据从中心抽头供应到二极管的端子的传输信号的二次谐波的信号电平来调整端子电压。

Description

放大器
技术领域
本公开内容大体涉及放大器。
背景技术
通常，已经知道，失真补偿电路包括：失真控制单元，该失真控制单元能够独立地控制次数(order)从二次直到第2N(N≥2)次的非线性失真分量，其中，非线性失真分量配置输入无线信号的基本频率分量和二次(double)谐波频率分量中的至少一个的偶数次的幂；以及调幅单元，其使用失真控制单元的输出信号和无线信号进行幅度调制(参见，例如，专利文献1)。
[相关技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本公开特许公报第H11-289227号
顺便提及，常规的失真补偿电路具有电路配置复杂的问题，因为它包括如上所述的失真控制单元和失真补偿电路以减少失真。
因此，本发明的至少一个实施方式的目的是提供具有简单配置的并且在失真较小的区域中操作的放大器。
发明内容
根据本发明的至少一个实施方式，一种放大器包括：一对输入端子，该一对输入端子被配置成接收差分的并且双音调的传输信号作为输入；一对输出端子；线圈，该线圈被配置成具有分别与一对输入端子连接的两个端子，并且该线圈被配置成具有中心抽头；第一晶体管，该第一晶体管被配置成具有与线圈的端子中的一个端子连接的栅极，并且第一晶体管的输出端子与一对输出端子中的一个输出端子连接；第二晶体管，该第二晶体管被配置成具有与线圈的端子中的另一端子连接的栅极，并且第二晶体管的输出端子与一对输出端子中的另一输出端子连接；二极管，该二极管被配置成具有与线圈的中心抽头连接的端子；以及偏压电路，该偏压电路被配置成与二极管的另一端子连接，并且该偏压电路被配置成输出预定栅极电压以接通第一晶体管和第二晶体管。二极管根据从线圈的中心抽头供应到二极管的端子的传输信号的二次谐波的信号电平来调整二极管的端子处的电压。
可以提供具有简单配置的并且在失真较小的区域中操作的放大器。
附图说明
图1是示出了根据常规技术的放大器10的示意图；
图2是示出了根据常规技术的放大器10的输出Pout、效率η以及IM3信号的强度之间的关系的示意图；
图3是包括根据第一实施方式的放大器的智能电话终端500的正面的透视图；
图4是示出了包括根据第一实施方式的放大器100的传输电路200的示意图；
图5是示出了通过切换根据第一实施方式的放大器100中的晶体管的栅极电压来选择IM3信号的强度为低的区域的情形的示意图；
图6A至图6B是示出了用于检测根据第一实施方式的放大器100中的IM3信号的强度的方法的示意图；
图7A至图7B是示出了用于检测根据第一实施方式的放大器100中的IM3信号的强度的方法的示意图；
图8是示出了根据第一实施方式的放大器100的示意图；
图9A至图9D是示出了由二极管132来生成调整电压δVg的情形的示意图；
图10是示出了通过切换根据第一实施方式的放大器100中的晶体管120A和120B的栅极电压来选择IM3信号的强度为低的区域的示意图；
图11A至图11D是示出了由二极管132A来生成调整电压δVg的情形的示意图；
图12是示出了根据第二实施方式的放大器600的示意图；以及
图13A至图13B是示出了根据第二实施方式的放大器600的二次谐波通过滤波器660的示意图。
具体实施方式
在描述根据本发明的实施方式的放大器之前，将使用图1至图2来描述根据常规技术的放大器。
图1是示出了根据常规技术的放大器10的示意图。放大器10包括输入端子11、输入匹配电路12、分支(stub)电路13、晶体管14、分支电路15、输出匹配电路16以及输出端子17。
例如，放大器10用作智能电话终端或移动电话终端的传输单元的功率放大器。输入端子11从智能电话终端或移动电话终端的基带信号处理单元等接收传输信号作为输入。传输信号是所谓的“双音调形式”的信号。放大器10对被输入到输入端子11的传输信号进行放大，以从输出端子17输出经放大的信号。
输入匹配电路12是用于与连接至输入端子11的电路进行阻抗匹配的电路。输入匹配电路12被设置为用于在将传输信号从与输入端子11连接的电路输入到输入端子11时通过反射来减少损耗。分支电路13和晶体管14的栅极与输入匹配电路12的输出连接。
分支电路13是所谓的“短分支形式”的电路，并且包括电感器13A和电容器13B。电感器13A的端子与输入匹配电路12的输出端子和晶体管14的栅极连接，并且电感器13A的另一端子与电容器13B的端子和电源Vg连接。电容器13B的另一端子接地。
电源Vg是具有输出电压Vg的直流电源。将输出电压Vg供应到晶体管14的栅极作为栅极电压。分支电路13将电源Vg的输出电压Vg输入到晶体管14的栅极。
例如，晶体管14是NMOS(N沟道金属氧化物半导体)晶体管，栅极与输入匹配电路12和分支电路13的电感器13A连接，源极接地，并且漏极与分支电路15连接。晶体管14放大被输入到栅极的电压以从漏极输出经放大的电压。
分支电路15是所谓的“短分支形式”的电路，并且包括电感器15A和电容器15B。电感器15A的端子与输入匹配电路12的输出端子和晶体管14的漏极连接，并且电感器15A的另一端子与电容器15B的端子和电源Vg连接。电容器15B的另一端子接地。
电源Vd是具有输出电压Vd的直流电源。将输出电压Vd供应到晶体管14的漏极。分支电路15将电源Vd的输出电压Vd输入到晶体管14的漏极。
输出匹配电路16是用于与连接到输出端子17的电路进行阻抗匹配的电路。输出匹配电路16的输入端子与分支电路15和晶体管14的漏极连接。输出匹配电路16被设置为用于在将传输信号输出到与输出端子17连接的电路时通过反射减少损耗。
如上所述，例如，放大器10用作智能电话终端或移动电话终端的传输单元的功率放大器。
通常，在便携式终端(例如智能电话终端或移动电话终端)的前端使用高效率放大器，以使电池的寿命更长。通过η＝(Pout-Pin)/Pdc来表示放大器的效率η，其中Pin是输入到放大器的功率，Pout是从放大器输出的功率(放大器的输出)，以及Pdc是放大器消耗的直流功率。
在这种情况下，通过在接近于饱和功率区域的状态下使用放大器10以使Pout更大，从而使得上述公式中的分子更大，来实现较高的效率。
然而，放大器的线性关系在饱和功率附近下降，并且因此，可能生成频带之外的信号，或者频带中的信号可能被混合以生成失真信号，这可能导致信号的传输质量下降的情况。
因此，减少放大器的失真信号以实现高效率对于便携式终端的放大器来说是必要的。如果传输信号是所谓的“双音调形式”的信号，则生成被称为“第三互调失真信号”(下面称为“IM3信号”)的失真信号。
接着，将使用图2来描述图1中示出的根据常规技术的放大器10的输出Pout、效率η以及IM3信号的强度之间的关系。
图2是示出了根据常规技术的放大器10的输出Pout、效率η以及IM3信号的强度之间的关系的图。在图2中，横轴表示放大器10的输出，左侧的纵轴表示放大器10的效率η，以及右侧的纵轴表示放大器10的IM3信号的强度。并且，虚点划线表示效率η，虚线和实线表示IM3信号的强度。
这里，通过η＝(Pout-Pin)/Pdc来表示放大器10的效率η，其中Pin是输入到放大器10的功率，Pout是从放大器10输出的功率(放大器10的输出)，以及Pdc是放大器10消耗的直流功率。
通过虚点划线表示的效率η随着输出Pout增大而单调增大，并且在饱和功率附近达到峰值。因此，期望尽可能地在高输出区域使用放大器10。
然而，如图2中虚线所示，IM3信号的强度随着输出Pout增大而增大，并且在饱和功率附近不能使用放大器10。
这是因为通常通过法律来规定放大器10所允许的IM3信号的强度的上限值。例如，在日本在用于便携式终端的800MHz与2GHz之间的频带中，必须使IM3信号的强度相对于频带中的传输信号(基波信号)的信号强度小于或等于-34dBc。也就是说，在日本IM3信号的强度的允许上限是-34dBc。
顺便提及，IM3信号的强度根据施加到放大器10的晶体管14上的栅极电压Vg而变化。图2通过表示IM3的信号强度的特征的实线示出了当栅极电压Vg减小时的示例。
当栅极电压Vg减小时，IM3信号的强度在输出Pout取低值或中间值的区域中增大。另一方面，在输出Pout为高的区域中，失真减小，并且存在最小值。
在下面描述的本发明的实施方式中，通过利用IM3信号对栅极电压Vg的依赖性，提供了在饱和功率附近操作的放大器，其中当选择了IM3信号的强度减小的操作情形时，放大器的效率为高。
在下面，将根据本发明的实施方式来描述放大器。
<第一实施方式>
图3是包括根据第一实施方式的放大器的智能电话终端500的正面的透视图。
包括第一实施方式的放大器的智能电话终端500具有布置在正面的触摸屏501，和布置在触摸屏501下面的主页按钮502和开关503。
图4是示出了包括根据第一实施方式的放大器100的传输电路200的示意图。传输电路200包括基带信号控制电路210、RF(射频)信号控制电路220、偏压控制电路230以及放大器100。在放大器100的输出侧，滤波双工器300与天线310连接。
经历施加在基带信号控制电路210处的基带处理的传输信号，经历施加在RF信号控制电路220处的调制处理以便被输入到放大器100。并且，将控制信号从RF信号控制电路220输入到偏压控制电路230，并且偏压控制电路230控制放大器100的输出。从RF信号控制电路220输入到偏压控制电路230的控制信号是表示已经通过RF信号控制电路220将调制处理施加到传输信号并且当RF信号控制电路220已经将调制处理施加到传输信号时被输入到偏压控制电路230的信号。
经由在传输和接收之间进行切换的滤波双工器300将从放大器100输出的传输信号传输到天线310，并且从天线310辐射该传输信号。
第一实施方式中的放大器100用作包含在传输电路200中的所谓的“功率放大器”。
图5是示出了通过切换根据第一实施方式的放大器100中的晶体管的栅极电压来选择IM3信号的强度为低的区域的情形的示意图。在图5中，横轴表示放大器100的输出，左侧的纵轴表示放大器100的效率η，以及右侧的纵轴表示放大器100的IM3信号的强度。并且，虚点划线表示效率η，四条虚线表示IM3信号的强度。注意，由频谱分析仪来测量图5中示出的IM3信号的强度。
此外，横轴上的Pout-min表示放大器100的最小输出值，并且，Pout-max表示放大器100的最大输出值。右侧的纵轴上的IM3UL表示IM3信号的强度的允许上限。
四条虚线表示与由四种类型的栅极电压Vg1至Vg4获得的放大器100的输出有关的IM3信号的强度特征IM3(Vg1)至IM3(Vg4)。栅极电压Vg1至栅极电压Vg4的关系是：电压值从Vg1减小至Vg4。也就是说，满足Vg1>Vg2>Vg3>Vg4(>Vth)的关系。这里，Vth是包含在放大器100中的晶体管的阈值。
在放大器100的输出为低的区域(最小输出值Pout-min与最大输出值Pout-max的中间点之间的区域)中的特征IM3(Vg1)至特征IM3(Vg4)中，IM3(Vg1)的强度为最低，IM3(Vg4)的强度为最高。也就是说，在放大器100的输出为低的区域中，IM3信号的强度按照IM3(Vg1)、IM3(Vg2)、IM3(Vg3)以及IM3(Vg4)的顺序依次升高。
此外，在该区域中，IM3(Vg1)和IM3(Vg2)低于允许的上限IM3UL，而IM3(Vg3)和IM3(Vg4)高于允许的上限IM3UL。
另一方面，在放大器100的输出为高的区域中，IM3(Vg1)、IM3(Vg2)、IM3(Vg3)以及IM3(Vg4)中的每个的强度采用最小值，并且产生最小值的输出区域按照IM3(Vg1)、IM3(Vg2)、IM3(Vg3)以及IM3(Vg4)的顺序朝向高输出侧(图5中的右侧)偏移。
此外，在IM3(Vg1)、IM3(Vg2)、IM3(Vg3)以及IM3(Vg4)中的每个的最小值附近的信号强度低于允许的上限IM3UL。
因此，当放大器100的输出从最小输出值Pout-min增大到最大输出值Pout-max时，如果栅极电压如沿着横轴的箭头所指不断减少到Vg1、Vg2、Vg3以及Vg4，则在如通过粗实线所标明的，在几乎整个输出区域中可以将IM3信号的强度设定为小于或等于允许的上限IM3UL。
第一实施方式中的放大器100通过该原理来减小IM3信号的强度。
因此，需要下述机制：通过该机制，在简单配置下，可以调整放大器100中的晶体管的栅极电压，使得IM3信号的强度在几乎整个输出区域中小于或等于允许的上限IM3UL。
接着，将使用图6A至图7B来描述用于检测IM3信号的强度的方法。
图6A至图7B是示出了用于检测根据第一实施方式的IM3信号的强度的方法的图。注意，图6A中示出的用于比较的放大器1与第一实施方式中的放大器100的不同之处在于：放大器1将恒定的栅极电压施加到其内部的晶体管。
如图6A所示，当将具有角频率ω1和角频率ω2的双音调形式的信号输入到放大器1时，放大器1输出如图6B所示的基波信号(ω1，ω2)作为数据，并且此外，输出IM3信号、二次谐波信号和三次(triple)谐波信号。二次谐波信号和三次谐波信号是基波信号(ω1，ω2)的高次谐波。
在通过公式(1)表示的n次(其中n是大于1的整数)多项式中通过项来表示IM3信号、二次谐波信号和三次谐波信号。注意，由于难以示出n次多项式中的全部项，所以仅在公式(1)中示出了一部分项。
{Sin(ω1t)+Sin(ω2t)}n＝A(Sin(ω 1 t)+Sin(ω 2 t))+B(Sin(2ω 1 t-ω 2 t)+Sin(ω 1 t-2ω 2 t))     (1)
+C(Sin(2ω 1 t)+Sin(2ω 2 t))+···
如图6B所示，因为IM3信号的频率接近于基波信号(ω1，ω2)的频率，所以难以直接检测IM3信号的强度。
图7A示出了与放大器1(参见图6A)的输入功率有关的IM3信号的强度特征的示例。图7A中示出的IM3信号的强度是包括在从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的信号中的IM3信号的强度。
如图7A所示，从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的IM3信号具有下述特征：即当输入功率从最小值Pin-min朝向最大值Pin-max增大时，强度增大，然后强度下降，在Pin1处达到最小值，并且之后再次增大。
此外，图7B分别示出了与放大器1(参见图6A)的输入功率有关的基波、二次谐波以及三次谐波的强度(幅度)特征的示例。这里，基波、二次谐波以及三次谐波的强度是包含在从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的信号中的基波、二次谐波以及三次谐波的强度。
如图7B所示，当输入功率从最小值Pin-min增大到最大值Pin-max时，包含在从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的信号中的基波和三次谐波基本上增大，但是在超过Pin1时，基波和三次谐波下降。
另一方面，从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的二次谐波从最小值Pin-min增大到最大值Pin-max，并且在超过Pin1时，二次谐波增大得更快。
注意，特别需要减少IM3信号的强度的区域是放大器1(参见图6)的高输出区域。这是因为如使用图2针对常规技术所描述的那样，在提高了高输出区域的效率的情况下，在高输出区域IM3信号的强度增大。
图7A中示出的IM3信号和图7B中示出的二次谐波在高输出区域(Pin1的较高示出侧)具有相关性，并且趋向于单调增大。因此，可以基于从放大器1(参见图6A)的输入端子泄漏出的二次谐波信号的强度(幅度)来估计IM3信号的强度(幅度)。
因此，第一实施方式中的放大器100(参见图4)特别在由图7A至图7B中的虚线标明的高输出侧上的补偿区域70A或补偿区域70B中进行其驱动操作。然而，第一实施方式中的放大器100的操作区域不限于补偿区域70A或70B，只要IM3信号的强度足够低，操作区域可以是具有比在补偿区域中的输出更低的输出区域。
也就是说，第一实施方式中的放大器100至少在通过图7A至图7B中的虚线标明的较高输出侧上的补偿区域70A或70B中进行其驱动操作。
接着，将使用图8来描述第一实施方式中的放大器100的电路配置。
图8是示出了根据第一实施方式的放大器100的示意图。放大器100放大差分传输信号以输出差分输出信号。
放大器100包括输入端子101A和101B、输出端子102A和102B、输入匹配电路110A和110B、晶体管120A和120B、栅极电压控制单元130、栅极电压生成单元140以及输出匹配电路150A和150B。
在第一实施方式中，例如，放大器100用作为包括在智能电话终端500(参见图3)的传输电路200(参见图4)中的功率放大器。
输入端子101A和101B从图4中示出的RF信号控制电路220接收传输信号作为输入。传输信号是所谓的“双音调形式”的差分信号。放大器100放大被输入到输入端子101A和101B的传输信号以从输出端子102A和102B输出经放大的信号。
输入匹配电路110A和110B是用于与连接至输入匹配电路110A和110B的电路进行阻抗匹配的电路。输入匹配电路110A和110B被设置为用于在将传输信号从与输入匹配电路110A和110B连接的电路输入到输入匹配电路110A和110B时通过反射来减少损耗。输入匹配电路110A和110B的输出侧与晶体管120A和120B的栅极以及栅极电压控制单元130连接。
例如，晶体管120A和120B是NMOS(N沟道金属氧化物半导体)晶体管，栅极与输入匹配电路110A和110B以及栅极电压控制单元130连接，源极接地，并且漏极与输出匹配电路150A和150B连接。晶体管120A和120B放大被输入到栅极的电压以从漏极输出该电压。
栅极电压控制单元130被设置为用于对从栅极电压生成单元140经由栅极电压控制单元130施加到晶体管120A和120B的栅极的栅极电压进行控制。
这里，Vg表示被施加到晶体管120A和120B的栅极的栅极电压，δVg是从栅极电压控制单元130的电感器131的两个端子输出的电压的调整量(调整电压)，以及Vg0是从栅极电压生成单元140输出并且被输入到二极管132和电容器133之间的连接点的栅极电压的初始值。通过下面的公式(2)来表示被施加到晶体管120A和120B的栅极的栅极电压Vg。
Vg＝Vg0+δVg   (2)
栅极电压控制单元130包括电感器131、二极管132以及电容器133。电感器131是具有中心抽头131A的线圈。电感器131的两个端子分别与输入匹配电路110A和110B，以及晶体管120A和120B的栅极连接。并且，中心抽头131A与二极管132的阳极连接。
电感器131的中心抽头131A位于电感器131的两个端子之间的中间点。并且，电感器131具有电感L，该电感L被设定成与电容器133构成LC谐振电路。将LC谐振电路的谐振频率设定为二次谐波的频率(2f)。二次谐波的频率(2f)是基波的频率(f)的两次。
这是为了通过选择电感器131的电感L和电容器133的电容C的值使得阻抗相对于二次谐波为零(短路)，来使从中心抽头131A输出的二次谐波的信号完全施加到二极管132的两个端子。注意，电感器131的电感L和电容器133的电容C的值满足
因此，将传输信号的基波的二次谐波从中心抽头131A输出到二极管132，而没有从中心抽头131A输出奇数次分量，例如基波和三次谐波，因为奇数次分量实际上是接地点。
注意，这自然意味着，如果IM3信号泄露出晶体管120A和120B的栅极，则没有从中心抽头131A输出IM3信号。至于偶数次分量，例如四次谐波或更高次谐波，在中心抽头131A处没有被检测到，因为对于这些分量来说，中心抽头131A的阻抗不为零(没有短路)。
因此，仅将二次谐波从电感器131的中心抽头131A输出到二极管132。
二极管132具有与电感器131的中心抽头131A连接的阳极，并且二极管的阴极与电容器133的端子中的一个端子和栅极电压生成单元140的输出端子140A连接。
二极管132被设置为用于根据从电感器131的中心抽头131A输出的二次谐波的强度(幅度)来控制晶体管120A和120B的栅极电压。后面将描述二极管132的操作。
电容器133的端子中的一个端子与二极管132的阴极和栅极电压生成单元140的输出端子140A连接，并且电容器133的另一端子接地。如上所述，将电容器133的电容C设定成与电感器131一起来配置LC谐振电路的值。
注意，当随着输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)增大而通过包括二极管132的限幅电路来改变二极管132的输出侧电压时，生成由栅极电压控制单元130输出到晶体管120A和120B的栅极的调整电压δVg。限幅电路包括二极管132和栅极电压生成单元140。
在第一实施方式中的放大器100中，当输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)增大时，由栅极电压控制单元130输出到晶体管120A和120B的栅极的调整电压δVg减小。
设定调整电压δVg使得当传输信号的强度(幅度)是初始值时调整电压δVg为零(0)，并且当传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，由栅极电压控制单元130输出到晶体管120A和120B的栅极的调整电压δVg取负值。
栅极电压生成单元140包括恒定电流源141和二极管142。恒定电流源141的输出端子与二极管142的阳极连接，并且二极管142的阴极接地。栅极电压生成单元140的输出端子140A是恒定电流源141的输出端子与二极管142的阳极之间的连接点。
栅极电压生成单元140从输出端子140A输出晶体管120A和120B的栅极电压的初始值Vg0。后面将描述初始值Vg0的值。
输出匹配电路150A和150B是用于与连接至输出端子102A和102B的滤波双工器300进行阻抗匹配的电路。输出匹配电路150A和150B的输入端子与晶体管120A和120B的漏极连接。输出匹配电路150A和150B被设置为用于在将传输信号输出到与输出端子102A和102B连接的滤波双工器300时通过反射来减少损耗。
在如上配置的放大器100中，当被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度改变时，由栅极电压控制单元130输出的调整电压δVg改变以实现下述操作。除了图8之外，图9A至图9D也用于下面的描述。
图9A至图9D是示出了由二极管132来生成调整电压δVg的状态的图。图9A是放大器100的简化配置图。图9B至图9C是图9A的等效电路图，以及图9D示出了在二极管132的输出侧的波形。
在图9A中，输入匹配电路110A和110B与输出传输信号的信号源50连接。此外，通过线圈的符号来标明电感器131，并且将晶体管120A和120B标明为电容器Cgs。放大器100包括二极管132和具有栅极电压生成单元140的限幅电路。
当栅极电压Vg小于初始值Vg0(Vg＜Vg0)时，二极管132断开，并且在这种情况下放大器100的等效电路为图9B。这是因为施加到二极管132的反向偏压使得二极管132的输出端子侧而非输入端子侧出现断开。
另一方面，当栅极电压Vg大于初始值Vg0(Vg>Vg0)时，二极管132接通，并且在这种情况下放大器100的等效电路为图9C。也就是说，当二极管132接通时，可以将二极管132视为具有残余电阻的晶体管。
在图8示出的放大器100中，将通过输入匹配电路110A和110B的传输信号输入到电感器131以生成二次谐波分量的谐振。此时，通过从电感器131的中心抽头131A输出的传输波的二次谐波来接通二极管132。并且，晶体管120A和120B放大传输波。
并且，此刻，如通过图9D中的虚线标明的那样，输入到二极管132的二次谐波具有正弦波形。如通过图9D中的实线标明的那样，包括二极管132的限幅电路对二次谐波进行限幅，从而二次谐波具有在被输入到二极管132的二次谐波的正电压部分中使电压高于二极管132的接通电压的部分被限幅的波形。因此，在二极管132的输出侧，相比于由栅极电压生成单元140输出的初始值Vg0，二次谐波的直流分量(直流电平)减小了调整电压δVg。
并且，此刻，由于二极管132是接通的，如果减小了二极管132的输出电压的直流电平，则也减小了二极管132的输入侧的电压。这使得二极管132的输入侧的直流电平减小了δVg。注意，虽然可以严格考虑由二极管132产生的电压下降，但是这里忽略该电压下降。
然后，随着被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起逐渐增大，二极管132的输入侧上的电压逐渐减小。这是因为随着被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起逐渐增大，调整电压δVg减小以获得负值。
因此，在第一实施方式的放大器100中，当被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，二极管132的输入侧上的电压减小，并且调整电压δVg获得负值。
这使得被输入到晶体管120A和120B的栅极的栅极电压Vg减小至小于如通过公式(2)表示的初始值Vg0。
注意，当传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，通过调整电压δVg来减小栅极电压Vg。因此，如果进行设定以获得小于或等于IM3信号的强度的允许上限IM3UL的值，则在驱动放大器100时，可以在IM3信号的强度较低的操作情形下驱动放大器100。
也就是说，使用随着调整电压δVg的减小而减小的栅极电压Vg，并且通过在IM3信号的最小值附近的操作点处驱动晶体管120A和120B，可以在IM3信号的强度小于或等于允许的上限IM3UL的操作情形下驱动放大器100。
调整电压δVg的减小使得晶体管120A和120B的栅极电压减小，这对应于图9中的IM3信号的最小值的向右(向高输出侧)偏移。
放大器100的效率η随着输出Pout的增大而单调增大，并且在饱和功率附近获得峰值。因此，期望尽可能地在高输出区域中使用放大器10。
然而，常规技术中的放大器10(参见图1)难以在高输出区域中操作，因为IM3信号的强度随着输出Pout的增大而增大。
相比之下，在第一实施方式中的放大器100中，通过检测传输信号的二次谐波并且基于传输信号的二次谐波来调整晶体管120A和120B的栅极电压，可以在IM3信号的强度为低的操作区域中驱动放大器100。
当在高输出区域中驱动放大器100时，通过调整晶体管120A和120B的栅极电压来在IM3信号的强度为低的操作区域中驱动放大器100这种方法尤其有效。
这里，将使用图10来进一步详细地描述第一实施方式的放大器100的效果。
图10是示出了通过切换根据第一实施方式的放大器100中的晶体管120A和120B的栅极电压来选择IM3信号的强度为低的区域的示意图。在图10中，横轴表示放大器100的输出(输出功率)，左侧的竖轴表示放大器100的IM3信号的强度，以及右侧的竖轴表示放大器100的效率η。并且，虚线表示效率η，具有陡峭弯曲的八条线表示IM3信号的强度。左侧纵轴上的IM3UL(-34dBc)表示IM3信号的强度的允许的上限。
八条线表示与通过八种类型的栅极电压即栅极电压Vg1至Vg8获得的放大器100的输出有关的IM3信号的强度特征IM3。栅极电压Vg1至Vg8的关系是：电压值从Vg1至Vg8减小。也就是说，满足Vg1>Vg2>Vg3>Vg4>Vg5>Vg6>Vg7>Vg8(>Vth)的关系。这里，Vth是晶体管120A和120B的阈值。
因此，如果使二极管132的输出δVg具有正向特征以实现图9中示出的特征Vg1至Vg8，则第一实施方式的放大器100能够获得IM3信号如图9所示那样来减小的特征。
因此，根据第一实施方式，可以提供具有简单配置的并且在失真为小的区域中操作的放大器100。
注意，在上面的描述中假设晶体管120A和120B具有下述特征，即随着栅极电压逐渐减小，IM3信号的最小值朝向高输出侧偏移。然而，取决于用作为晶体管120A和120B的晶体管的类型，晶体管可能具有与上述相反的特征。也就是说，可能存在有下述情况，即随着栅极电压逐渐增大，IM3信号的最小值朝向高输出侧偏移。
在这种情况下，二极管132可以以与图8中的方向相反的方向连接，以选择IM3信号的强度减小的操作情形。将使用图11来描述这种情况下的操作。
图11A至图11D是示出了由二极管132A来生成调整电压δVg的情形的图。图11中的放大器100A与图9中示出的放大器100的不同之处在于：包括栅极电压控制单元130A而不是图9中示出的栅极电压控制单元130，并且晶体管120A和120B的特征与图9中示出的放大器100的晶体管不同。
图11中示出的晶体管120A和120B具有下述特征，即随着栅极电压逐渐增大，IM3信号的最小值朝向高输出侧偏移。也就是说，对于晶体管120A和120B来说，当栅极电压改变时，IM3信号的最小值在与图9中示出的方向相反的方向上改变。
图11A是放大器100A的简化的配置图。图11B至图11C是图11A的等效电路图，以及图11D示出了在二极管132A的输出侧的波形。
图11A中示出的放大器100A与图9A中示出的放大器100的不同之处在于：二极管132A的连接方向是相反的。
当栅极电压Vg大于初始值Vg0(Vg>Vg0)时，二极管132A断开，并且在这种情况下放大器100A的等效电路为图11B。这是因为施加到二极管132A的反向偏压使得二极管132A的输入端子侧而非输出端子侧出现断开。
另一方面，当栅极电压Vg小于初始值Vg0(Vg<Vg0)时，二极管132A接通，并且在这种情况下放大器100A的等效电路为图11C。也就是说，当二极管132A接通时，可以将二极管132A视为具有残余电阻的晶体管。
在放大器100A中，将通过输入匹配电路110A和110B的传输信号输入到电感器131以生成二次谐波分量的谐振。此外，由栅极电压生成单元140接通二极管132A。此外，晶体管120A和120B放大传输波。
并且，此刻，如通过图11D中的虚线标明的那样，输入到二极管132A的二次谐波具有正弦波形。如通过图11D中的实线标明的那样，通过包括二极管132A的限幅电路对二次谐波进行限幅，从而二次谐波具有在被输入到二极管132A的二次谐波的电压为负的部分处被限幅的波形。注意，在图11D中，相对于二极管132A的接通电压(on-voltage)，负电压保留得更多。因此，在二极管132A的输出侧，相比于由栅极电压生成单元140输出的初始值Vg0，二次谐波的直流分量(直流电平)升高了调整电压δVg。注意，虽然可以严格考虑由二极管132A引起的电压下降，但是这里忽略该电压下降。
然后，随着被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起逐渐增大，二极管132A的输入侧上的电压逐渐增大。这是因为随着被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起逐渐增大，则二极管132A的输入侧上的电压的直流电平逐渐增加。
因此，在第一实施方式的放大器100A中，当被输入到输入端子101A和101B的传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，二极管132A的输入侧的电压的直流电平增大。
这使得被输入到晶体管120A和120B的栅极的栅极电压Vg升高得大于初始值Vg0。
注意，当传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，栅极电压Vg增大了调整电压δVg。因此，如果进行设定以获得小于或等于IM3信号的强度的允许上限IM3UL的值，则在驱动放大器100A时，可以在IM3信号的强度为低的操作情形下驱动放大器100A。
也就是说，使用随着调整电压δVg的增大而增大的栅极电压Vg，并且通过在IM3信号的最小值的附近的操作点上驱动晶体管120A和120B，可以在IM3信号的强度小于或等于允许的上限IM3UL的操作情形下驱动放大器100A。
如上所述，如果IM3信号的最小值随着栅极电压的增大而朝向高输出侧偏移，则二极管132A可以具有与信号源50以及晶体管120A和120B的栅极连接的阴极和与栅极电压生成单元140和电容器133连接的阳极。
<第二实施方式>
图12是示出了根据第二实施方式的放大器600的图。第二实施方式中的放大器600与第一实施方式中的放大器100(参见图8)的不同之处在于：放大器600放大单端传输信号。与包括在第一实施方式中的放大器100中的元件相同的元件被分配给相同的附图标记，但是去除了字母后缀A或B，并且不重复对这些元件的描述。
放大器600包括输入端子101、输出端子102、输入匹配电路110、晶体管120、栅极电压控制单元630、栅极电压生成单元140和输出匹配电路150。
在第二实施方式中，例如，放大器600用作被包括在智能电话终端500(参见图3)的传输电路200(参见图4)中的功率放大器。
输入端子101从图4中示出的RF信号控制电路220接收传输信号作为输入。传输信号是所谓的“双音调形式”的单端信号。放大器600对被输入到输入端子101的传输信号进行放大，以从输出端子102输出经放大的信号。
输入匹配电路110的输出侧与晶体管120的栅极和二次谐波通过滤波器660连接。
二次谐波通过滤波器660设置在输入匹配电路110、晶体管120的栅极与栅极电压控制单元630的电感器631的端子中的一个端子之间，二次谐波通过滤波器660是仅通过二次谐波的滤波器。例如，二次谐波通过滤波器660可以是对传输信号的二次谐波和调整电压δVg进行传输的滤波器。
二次谐波通过滤波器660可以是具有例如如图13所示的电路配置的滤波器。
图13A至图13B是示出了根据第二实施方式的放大器600的二次谐波通过滤波器660的示意图。
例如，如图13A所示，二次谐波通过滤波器660包括端子661和662、电感器663和664以及电容器665。
端子661与输入匹配电路110和晶体管120的栅极连接。端子662与电感器631连接。电感器663和664在端子661与端子662之间串联连接。电容器665的端子中的一个端子与电感器663和电感器664之间的点连接，并且电容器665的另一端子接地。
为了使传输信号的二次谐波通过图13A中示出的二次谐波通过滤波器660，可以适当地选择电感器663和664的电感以及电容器665的电容的值的组合。调整电压δVg可以通过端子661和端子662，因为图13A中示出的二次谐波通过滤波器660具有在端子661与端子662之间串联连接的两个电感器663和664。
并且，如图13B所示，二次谐波通过滤波器660可以具有包括下述元件的电路配置：在端子661与端子662之间连接的电容器666；电感器667，电感器667的端子中的一个端子与电容器666和端子662之间的点连接并且电感器667的另一端子接地；以及与电容器666并联连接的电阻器668。
在这种情况下，通过调整电容器666的电容的值和电感器667的电感的值，可以进行配置以使得仅直流分量通过电阻器668。
图13B中示出的二次谐波通过滤波器660可以使得传输波的二次谐波在端子661与端子662之间通过，并且可以使得调整电压δVg通过。
栅极电压控制单元630被设置为用于经由二次谐波通过滤波器660来控制从栅极电压生成单元140经由栅极电压控制单元630施加到晶体管120的栅极的栅极电压。
栅极电压控制单元630包括电感器631、二极管132和电容器133。电感器631是没有中心抽头131A的线圈，电感器631与第一实施方式中的电感器131不同。电感器631的端子中的一个端子(图中的左侧的端子)与二次谐波通过滤波器660连接。并且，电感器631的另一端子(图中的右侧的端子)与二极管132的阳极连接。
将电感器631的电感值L设定成与电容器133一起配置LC谐振电路的值。将LC谐振电路的谐振频率设定为二次谐波的频率(2f)。二次谐波的频率(2f)是基波的频率(f)的两次。
这是为了通过选择电感器131的电感L和电容器133的电容C的值以使阻抗相对于二次谐波为零(短路)，来使从电感器631输出的二次谐波的信号完全被施加到二极管132的两个端子。注意，电感器131的电感L和电容器133的电容C的值满足
经由二次谐波通过滤波器660仅将传输信号的二次谐波输入到电感器631。
二极管132的阳极与电感器631的端子中的一个端子(图中的右侧的端子)连接，并且二极管132的阴极与电容器133的端子中的一个端子以及栅极电压生成单元140的输出端子140A连接。
二极管132被设置为根据从电感器631输出的二次谐波的强度(幅度)来控制晶体管120的栅极电压。二极管132连同栅极电压生成单元140一起来配置限幅电路。
电容器133的端子中的一个端子与二极管132的阴极和栅极电压生成单元140的输出端子140A连接，并且电容器133的另一端子接地。
注意，当随着输入到输入端子101的传输信号的强度(幅度)增大而通过限幅电路来改变二极管132的输出侧电压时，生成由栅极电压控制单元630输出到晶体管120的栅极的调整电压δVg。
在第二实施方式的放大器600中，当输入到输入端子101的传输信号的强度(幅度)增大时，由栅极电压控制单元630输出到晶体管120的栅极的调整电压δVg减小。这与在第一实施方式中的放大器100中的过程相同。
在如上配置的放大器600中，当被输入到输入端子101的传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，减小二极管132的输入侧，并且减小调整电压δVg以获得负值。
这使得被输入到晶体管120的栅极的栅极电压Vg减小得小于初始值Vg0。
注意，当传输信号的强度(幅度)从初始值起增大时，栅极电压Vg减小了调整电压δVg。因此，如果进行设定以获得小于或等于IM3信号的强度的允许上限IM3UL的值，则在驱动放大器600时，可以在IM3信号的强度为低的操作情形下驱动放大器600。
因此，如果使二极管132的输出δVg具有正向特征以用于实现图9中示出的特征Vg1至Vg8，则第二实施方式的放大器600能够获得如图9所示的IM3信号减小的特征。
因此，根据第二实施方式，可以提供具有简单配置的且在失真较小的区域中操作的放大器600。

Claims (7)

1.一种放大器，包括：
一对输入端子，所述一对输入端子接收差分的并且双音调的传输信号作为输入；
一对输出端子；
线圈，所述线圈具有分别与所述一对输入端子连接的两个端子，并且所述线圈具有中心抽头；
第一晶体管，所述第一晶体管具有与所述线圈的端子中的一个端子连接的栅极，并且所述第一晶体管的输出端子与所述一对输出端子中的一个输出端子连接；
第二晶体管，所述第二晶体管具有与所述线圈的端子中的另一端子连接的栅极，并且所述第二晶体管的输出端子与所述一对输出端子中的另一输出端子连接；
二极管，所述二极管具有与所述线圈的中心抽头连接的端子；以及
偏压电路，所述偏压电路与所述二极管的另一端子连接，并且所述偏压电路输出预定栅极电压以接通所述第一晶体管和所述第二晶体管，
其中，所述二极管根据从所述线圈的中心抽头供应到所述二极管的端子的传输信号的二次谐波的信号电平来调整所述二极管的端子处的电压。
2.根据权利要求1所述的放大器，还包括：
电容器，所述电容器具有与在所述二极管的另一端子和输出所述预定栅极电压的偏压电路的端子之间的点连接的端子以及与参考电位点连接的另一端子，
其中，所述线圈的电感和所述电容器的电容被设定为相应的值，以便获得被输入到所述输入端子的传输信号的二次谐波的谐振频率。
3.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述二极管和所述偏压电路配置成限幅电路，
其中，所述限幅电路通过对从所述线圈的中心抽头供应到所述二极管的端子的二次谐波进行限幅来调整所述二极管的端子处的电压，使得包括在所述第一晶体管和所述第二晶体管的输出中的失真分量的信号电平小于或等于所述传输信号的信号电平的变化的预定值。
4.根据权利要求3所述的放大器，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管具有下述特征：随着所述栅极电压减小，所述失真分量的最小值朝向高输出侧偏移；
其中，所述二极管的端子是阳极，并且所述二极管的另一端子是阴极。
5.根据权利要求3所述的放大器，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管具有下述特征：随着所述栅极电压增大，所述失真分量的最小值朝向高输出侧偏移；
其中，所述二极管的端子是阴极，并且所述二极管的另一端子是阳极。
6.一种放大器，包括：
输入端子，所述输入端子接收差分的并且双音调的传输信号作为输入；
输出端子；
滤波器，所述滤波器与所述输入端子连接，并且所述滤波器传输所述传输信号的二次谐波；
线圈，所述线圈具有与所述滤波器的输出端子连接的端子；
晶体管，所述晶体管具有与所述滤波器的输入端子连接的栅极，并且所述晶体管的输出端子与所述输出端子连接；
二极管，所述二极管的端子与所述线圈的另一端子连接；以及
偏压电路，所述偏压电路与所述二极管的另一端子连接，并且所述偏压电路输出预定栅极电压以接通所述晶体管，
其中，所述二极管根据经由所述线圈供应到所述二极管的端子的传输信号的二次谐波的信号电平来调整所述二极管的端子处的电压。
7.根据权利要求6所述的放大器，还包括：
电容器，所述电容器具有与在所述二极管的另一端子和输出所述预定栅极电压的偏压电路的端子之间的点连接的端子以及与参考电位点连接的另一端子，
其中，所述线圈的电感和所述电容器的电容被设定为相应的值，以便获得被输入到所述输入端子的传输信号的二次谐波的谐振频率。
CN201410498423.0A 2013-10-03 2014-09-25 放大器 Expired - Fee Related CN104518745B9 (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-208504 2013-10-03
JP2013208504A JP6263936B2 (ja) 2013-10-03 2013-10-03 増幅器

Publications (3)

Publication Number Publication Date
CN104518745A true CN104518745A (zh) 2015-04-15
CN104518745B CN104518745B (zh) 2017-10-13
CN104518745B9 CN104518745B9 (zh) 2017-12-26

Family

ID=51492255

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410498423.0A Expired - Fee Related CN104518745B9 (zh) 2013-10-03 2014-09-25 放大器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9614482B2 (zh)
EP (1) EP2858237B1 (zh)
JP (1) JP6263936B2 (zh)
CN (1) CN104518745B9 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111988004A (zh) * 2019-05-22 2020-11-24 株式会社村田制作所 放大电路、高频前端电路以及通信装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9553551B1 (en) 2013-05-16 2017-01-24 Skyworks Solutions, Inc. Wide-band amplifiers using clipper circuits for reduced harmonics
JP2018195937A (ja) 2017-05-16 2018-12-06 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3898575A (en) * 1973-01-24 1975-08-05 Patelhold Patentverwertung Switch arrangement for V{HD BE {B compensation of push-pull amplifiers
US5087893A (en) * 1989-12-18 1992-02-11 Motorola, Inc. RF driven gate bias
CN1127443A (zh) * 1994-09-19 1996-07-24 阿尔卑斯电气株式会社 基极接地晶体管放大器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB770200A (en) * 1953-07-24 1957-03-20 Rca Corp Temperature controlled semi-conductor bias circuit
US3579051A (en) * 1969-10-22 1971-05-18 Vapor Corp Sensitive magnetic amplifier relay driver
JPS6224970Y2 (zh) * 1980-11-28 1987-06-26
JP3342746B2 (ja) * 1993-06-30 2002-11-11 富士通株式会社 線形増幅器
US5532647A (en) * 1993-10-12 1996-07-02 Pioneer Electronic Corporation Receiver having ACG circuit
US5532639A (en) * 1994-03-31 1996-07-02 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Method and structure for improving RF amplifier gain, linearity, and switching speed utilizing Schottky diode technology
JPH11289227A (ja) 1998-04-01 1999-10-19 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 歪補償回路
JP2000286644A (ja) * 1999-03-30 2000-10-13 Kokusai Electric Co Ltd 歪み検出器
EP1192711B1 (en) * 1999-07-09 2004-03-03 Nokia Corporation Biasing circuit for vgs drift compensation and thermal compensation of a power device
EP1245078B9 (de) 1999-12-03 2009-08-12 Infineon Technologies AG Leistungsverstärker und verfahren zum betreiben eines leistungsverstärkers
US7893771B2 (en) * 2007-01-05 2011-02-22 City University Of Hong Kong Wideband linearization and adaptive power management for microwave power amplifiers
US8373503B1 (en) * 2011-12-12 2013-02-12 Linear Technology Corporation Third order intermodulation cancellation for RF transconductors

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3898575A (en) * 1973-01-24 1975-08-05 Patelhold Patentverwertung Switch arrangement for V{HD BE {B compensation of push-pull amplifiers
US5087893A (en) * 1989-12-18 1992-02-11 Motorola, Inc. RF driven gate bias
CN1127443A (zh) * 1994-09-19 1996-07-24 阿尔卑斯电气株式会社 基极接地晶体管放大器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111988004A (zh) * 2019-05-22 2020-11-24 株式会社村田制作所 放大电路、高频前端电路以及通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP2858237A1 (en) 2015-04-08
CN104518745B9 (zh) 2017-12-26
CN104518745B (zh) 2017-10-13
US20150097619A1 (en) 2015-04-09
US9614482B2 (en) 2017-04-04
JP6263936B2 (ja) 2018-01-24
EP2858237B1 (en) 2018-03-21
JP2015073227A (ja) 2015-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8787850B2 (en) Compensating for non-linear capacitance effects in a power amplifier
CN106571780B (zh) 一种自适应偏置的射频功率放大器
US11923809B2 (en) Ultra compact multi-band transmitter with robust AM-PM distortion self-suppression techniques
CN102361435B (zh) 一种可变增益宽带低噪声放大器
CN103023448A (zh) 具有补偿性谐振器匹配拓扑的rf器件
CN103986421A (zh) 用于电源电路的输入匹配网络
US10523161B2 (en) Power amplification module
KR102309866B1 (ko) 전력 증폭 회로
CN110504930B (zh) 功率放大装置
CN102723917B (zh) 一种功率放大器
CN102100000A (zh) 用于射频发射链路的vswr补偿电路
CN104518745A (zh) 放大器
CN109546977A (zh) 一种双频带高效逆f类功率放大器
Mansour et al. Analysis and Design of a 5G Multi-Mode Power Amplifier using 130 nm CMOS technology
CN205320038U (zh) 一种具有最优匹配的堆叠的射频功率放大器
Motsenbocker Switch-Mode MOSFETs for Class A Radio Frequency Amplification
CN111010098A (zh) 一种滤除功率放大器高频谐波分量的电路和功率放大器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CI03 Correction of invention patent

Correction item: Description

Correct: Correct formula

False: Formula error

Number: 41-02

Page: full text

Volume: 33

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20171013

Termination date: 20180925

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee