CN104467992A - Lte系统pucch信道dtx的检测方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法及装置，主要为了提供一种计算简单、便于实现的LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法及装置。检测方法为计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱，所述扩频码组为使用同一扩频码的用户的集合；从时延功率谱中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算；根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。本发明在求解时延功率谱和噪声基底的过程中均考虑了各时隙、各天线、数据符号、导频符号这些非相干窗，而且在求解噪声基底时已经提取过各用户的时延功率值，所以在用户DTX判决时，不需要再进行用户时延功率值的计算，简化了计算过程，便于实现。

Description

LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法及装置

技术领域

本发明涉及一种LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法及装置。

背景技术

LTE系统是3GPP的准4G无线通信技术标准，其物理层信道分为上行信道和下行信道，其中下行数据信道信息的HARQ反馈信息ACK/NACK、资源调度请求SR会在上行控制信道PUCCH format 1/1a/1b上进行传输。终端可能由于调度及资源需求等问题，会出现不连续发送行为即DTX，而基站PUCCH format1/1a/1b接收没有CRC校验行为，因此需要先排除DTX，再进行ACK或NACK判决，否则如果基站将DTX判为ACK或者NACK，会造成调度混乱，影响系统吞吐性能，严重者会使终端频繁发起随机接入，造成不必要资源浪费，因此能够准确的检测到DTX对系统非常重要。

现有的PUCCH信道DTX检测方法，基本为计算调度资源上的功率和噪声关系，主要包括三种，第一种方法为：将天线、时隙、数据符号、导频符号作为非相干窗，进行功率合并，计算用户功率；利用数据符号上的基站未调度的正交扩频码统计噪声功率作为门限计算依据。第二种方法为：计算每个子帧的平均功率，所述平均功率通过导频符号的平均功率RSRP，或者导频符号和数据符号的功率分别平均后再进行累加等，再统计噪声功率，所述噪声功率为多径以外的功率平均值，得到信噪比SNR，再将SNR与门限比较判定。第三种方法为：将每个子帧的以天线和时隙为单位的非相干窗进行合并，以其中噪声功率最小值为基准，据此对当前子帧每个合并窗的噪声功率值进行调整，使其接近统一，再将计算到的SNR与门限进行比较判定。

对于上述第一种方法，计算用户功率时，频繁的对每个符号进行DFT运算，事实上这些运算都可以简化。而且该方法引入了基站未调度的正交扩频码计算噪声，造成只能统计数据符号的噪声功率，而丢失了导频符号的噪声功率，还有，该方法比较适合基站调度用户非常多，如1个RB调度36个用户，然而目前公司研究大多数场景为1个RB调度18个用户或少于18个用户，对于这种情况反而增加了运算量。对于上述第二种方法，利用RSRP的方法，没有充分利用数据符号信息；而对所有符号功率累加后平均或者先平均后累加，出发点是使得每个合并窗的信号功率相同，以信噪比SNR作为门限，但使数据符号和导频符号功率相同的同时会造成其噪声功率不同。对于上述第三种方法，出发点是统一不同合并窗的噪声功率，但首先其统计噪声功率需要将所有空闲通道对应的用户作为噪声进行功率统计，运算过程复杂，其次其只统一天线和时隙间的瞬时噪声功率，未说明数据符号和导频符号的功率如何进行合并，且其算法设定场景主要是优化时隙间有突发干扰或天线间不均衡情况，此情况在通常的无线通信中并不常见，再者这样在子帧内统一各合并窗的瞬时噪声功率，也改变了真正的噪声统计特性。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种计算简单、便于实现的LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法及装置。

为达到上述目的，本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法为

计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱，所述扩频码组为使用同一扩频码的用户的集合；

从时延功率谱中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算；

根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置包括

时延功率谱计算模块，用于计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱，所述扩频码组为使用同一扩频码的用户的集合；

峰值检测门限计算模块，用于从时延功率谱中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算；

DTX检测模块，用于根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法在求解时延功率谱的过程中考虑了各时隙、各天线、数据符号、导频符号这些非相干窗。计算峰值检测门限时，提取了用户的时延功率值，在进行DTX判决时，不需要重新计算，使得计算简化，便于实现。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置的各个模块、单元与所述检测方法相对应，利于所述检测方法便于实现。

附图说明

图1是本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法的流程图；

图2是图1中各步骤的流程图；

图3是本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置的示意图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明做进一步的描述。

用户在发送信息前要对信息进行正交扩频处理，为方便理解，本发明定义使用相同扩频码进行正交扩频处理的用户为一扩频码组。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法包括三部分：

第一部分是求解各扩频码组所对应的时延功率谱z_n：

在该过程中，将各时隙、各天线、数据符号、导频符号作为非相干窗，求解各非相干窗的统一化时延功率谱，并对统一化时延功率谱进行累加，得到各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱z_n，一个扩频码组发送一个子帧产生一个时延功率谱z_n。

第二部分是求解峰值检测门限T_det：

该计算过程中，从时延功率谱z_n提取出用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和查表获得的相对门限值T_r计算峰值检测门限T_det。

第三部分是对用户进行DTX判定：

在该过程中，依据各用户的时延功率值和所述峰值检测门限T_det对各用户进行DTX检测。

本发明不仅适用于基站调度18个用户的通常情况，也适用于基站调度用户少于18个的情况。本发明以基站调度18个用户为例，对上述三部分进行具体说明。以下所述的步骤1-3为第一部分的具体步骤，步骤4为第二部分的具体步骤，步骤5为第三部分的具体步骤。

本发明中涉及到的各个公式或表达式内的符号含义为：

1、n、n_cs无实际意义，仅为所在表达式的变量；

2、k为子载波的索引，k的取值范围为0-11之间的整数；

3、ue为用户索引，ue0为扩频码组中存储在本地的用户；；

4、n_s为时隙序号，n_s取0或1；

5、l为符号的索引，在常规循环前缀格式下一个时隙包括7个SC-FDM符号，此时l的取值范围为0-6之间的整数；在扩展循环前缀格式下一个时隙包括6个SC-FDM符号，此时l的取值范围为0-5之间的整数；

6、为用户的循环移位因子，该循环因子与用户ue、时隙序号n_s、符号l有关；

7、各公式或表达式中的上标或者下标d表示数据符号，r表示导频符号。

8、s_d为数据符号的索引序列，s_r为导频符号的索引序列；

9、N_d为数据符号的个数，N_r为导频符号的个数；

10、B为接收天线的个数；ant为天线索引，ant取值范围为0～B-1之间的整数；

基站调度的18个用户，每6个用户在扩频处理时使用同一个扩频码，因此18个用户分为3个扩频码组，其中用户0-5使用的扩频码为0，用户6-11使用的扩频码为1，用户12-17使用的扩频码为2。

步骤1，对基站在各时隙、各天线的接收序列进行解扩处理，得到各扩频码组的数据符号、导频符号分别对应的解扩信号。

各时隙、各天线上的接收序列包括各时隙、各天线上数据符号对应的接收序列和导频符号对应的接收序列其中 ${y^d}_{n_s,l,k}=\underset{\mathrm{ue}}{\mathrm{\Σ}}({z^{\mathrm{ue}}}_{n_s,l,k}\·{H^{\mathrm{ue},d}}_{n_s,l,k})+{n^d}_{n_s,l,k},$ ${y^r}_{n_s,l,k}=\underset{\mathrm{ue}}{\mathrm{\Σ}}({r^{\mathrm{ue}}}_{n_s,l,k}\·{H^{\mathrm{ue},r}}_{n_s,l,k})+{n^r}_{n_s,l,k}.$ 上述两式中的第一项为各用户叠加值，第二项为噪声项，分别为用户ue的数据符号、导频符号上每个子载波对应的频域响应。

本发明的步骤1实现对各接收序列进行解扩处理，得到每个扩频码组的解扩信号，以消除使用不同扩频码的用户干扰。其具体过程以常规循环前缀格式为例：

步骤1.1，在本地存储各扩频码组中一个用户的特征序列，以在本地存储用户0、6、12的特征序列为例，对使用扩频码0的扩频码组的解扩过程为：

用户0的数据符号对应的特征序列为：

用户0的导频符号对应的特征序列为： ${s^{\mathrm{ue},r}}_{n_s,l,k}={r^{\mathrm{ue}}}_{n_s,l,k}={\stackrel{\‾}{w}}_{n_{\mathrm{oc}}(\mathrm{ue}=0,n_s)}\left(m\right)r_{u,v}^{\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l}\right)}\left(k\right).$

其中为用户0的时域扩频序列，m＝{0,1,2,3}，对应着数据符号占用的4个SC-FDM符号，时域扩频序列的长度为N_d＝4，其可选范围为协议规定的3个序列：[+1,+1,+1,+1]、[+1,-1,+1,-1]、[+1,-1,-1,+1]；用户0由基站调度，使用其中一个作为自己的时域扩频序列；

为用户0的ZC特征序列；

为导频符号的时域扩频序列，m＝{0,1,2}，对应着导频符号占用的3个SC-FDM符号，其时域扩频序列的长度为N_r＝3，其可选范围为协议规定的3个序列：[1 1 1]、[1 e^j2π/3 e^j4π/3]、[1 e^j4π/3 e^j2π/3]，用户0由基站调度，使用其中一个作为自己的时域扩频序列。

步骤1.2，对基站在各时隙、各天线接收到的各数据符号对应的接收序列与本地的数据特征序列共轭相乘，得到各数据符号对应的共轭相乘结果

$\begin{array}{c}{R^d}_{n_s,l,k}=S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{H^{\mathrm{ue}=0,d}}_{n_s,l,k}\\ +\underset{\mathrm{ue}\≠0}{\mathrm{\Σ}}\{(S^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·(w_{n_{\mathrm{oc}}(\mathrm{ue},n_s)}\left(m\right)\·{\left(w_{n_{\mathrm{oc}}(\mathrm{ue}=0,n_s)}\left(m\right)\right)}^{*})\·e^{j\·({\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l})\·k}\·{H^{\mathrm{ue},d}}_{n_s,l,k}\}\\ +{n^d}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,d}\right)}^{*}\end{array}$

对基站在各时隙、各天线接收到的各导频符号对应的接收序列与本地的导频特征序列共轭相乘，并将各导频符号对应的共轭相乘结果

$\begin{array}{c}{R^r}_{n_s,l,k}=S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{H^{\mathrm{ue}=0,r}}_{n_s,l,k}\\ +\underset{\mathrm{ue}\≠0}{\mathrm{\Σ}}\{(S^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·({\stackrel{\‾}{w}}_{n_{\mathrm{oc}}(\mathrm{ue},n_s)}\left(m\right)\·{\left({\stackrel{\‾}{w}}_{n_{\mathrm{oc}}(\mathrm{ue}=0,n_s)}\left(m\right)\right)}^{*})\·e^{j\·({\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l})\·k}\·{H^{\mathrm{ue},r}}_{n_s,l,k}\}\\ +{n^r}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,r}\right)}^{*}\end{array}$

步骤1.3，对1.2中各数据符号对应的共轭相乘结果进行累加，得到数据符号对应的解扩信号

$\begin{array}{c}\underset{l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{R^d}_{n_s,l,k}=N_d\·S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{H^{\mathrm{ue}=0,d}}_{n_s,k}\\ +N_d\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l}}{\mathrm{\Σ}}\{(S^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·e^{j\·({\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l})\·k}\·{H^{\mathrm{ue},d}}_{n_s,k}\}\\ +\underset{l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{n^d}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,d}\right)}^{*}\end{array}$

同样对各导频符号对应的共轭相乘结果进行累加，得到导频符号对应的解扩信号

$\begin{array}{c}\underset{l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{R^r}_{n_s,l,k}=N_r\·S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{H^{\mathrm{ue}=0,r}}_{n_s,k}\\ +N_r\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l}}{\mathrm{\Σ}}\{(S^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·e^{j\·({\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l})\·k}\·{H^{\mathrm{ue},r}}_{n_s,k}\}\\ +\underset{l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{n^r}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,r}\right)}^{*}\end{array}$

与符号l无关，认为基本不变。

上述求得的分别为使用扩频码0的扩频码组的数据符号、导频符号对应的解扩信号。

同样，对于使用扩频码1的扩频码组、使用扩频码2的扩频码组的解扩过程与上述解扩过程相似，在此不再赘述。

步骤2，根据所述的解扩信号计算所述扩频码组在各时隙、各天线上数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱并对时延功率谱和的分布特性进行统一化，得到相对应的统一化时延功率谱和具体的过程如下：

步骤2.1，对数据符号对应的解扩信号导频符号对应的解扩信号进行12点IDFT/DFT变换或者16点IFFT/FFT变换，得到该扩频码组中使用不同循环位移的用户的等效多径信道叠加结果即变换结果 中的下标corr为correlation的缩写，表示“相关”。

以采用16点IFFT/FFT变换为例，使用扩频码0的扩频码组的解扩信号的变换过程为：

$\begin{array}{c}{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\_16\left(\underset{l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{R^d}_{n_s,l,k}\right)\\ =N_d\·S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{h^{\mathrm{ue}=0,d}}_{n_s}\left(n\right)\\ +N_d\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l},l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{S}^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·{h^{\mathrm{ue},d}}_{n_s}(n-(n_{\mathrm{cs}\left(\mathrm{ue}\right)}-n_{\mathrm{cs}(\mathrm{ue}=0)}))\\ +\mathrm{IFFT}\_16(\underset{l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{n^d}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,d}\right)}^{*})\end{array}$

其中第一项为用户0的时域响应信息，第二项为其他用户的延时时域响应信息，其中延时采样点与其的循环移位有关，第三项为噪声项。

使用扩频码0的扩频码组的解扩信号的变换过程为

$\begin{array}{c}{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\_16\left(\underset{l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{R^r}_{n_s,l,k}\right)\\ =N_r\·S^{\mathrm{ue}=0}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}=0}\left(0\right)\·{h^{\mathrm{ue}=0,r}}_{n_s}\left(n\right)\\ +N_r\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l},l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{S}^{\mathrm{ue}}\left(n_s\right)\·d_{\mathrm{ue}}\left(0\right)\·{h^{\mathrm{ue},r}}_{n_s}(n-(n_{\mathrm{cs}\left(\mathrm{ue}\right)}-n_{\mathrm{cs}(\mathrm{ue}=0)}))\\ +\mathrm{IFFT}\_16(\underset{l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{n^r}_{n_s,l,k}\·{\left(s_{n_s,l,k}^{\mathrm{ue}=0,r}\right)}^{*})\end{array}$

其中第一项为用户0的时域响应信息，第二项为其他用户的延时时域响应信息，其中延时采样点与其的循环移位有关，第三项为噪声项。

步骤2.2，利用公式 ${z_{n_s}}^d\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ ${z_{n_s}}^r\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ 求解出该扩频码组数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱

$\begin{array}{c}{z_{n_s}}^d\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\}\\ =N_d^2\·{\left|{h^{\mathrm{ue}=0,d}}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\·P_s\\ +N_d^2\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l},l\∈S_d}{\mathrm{\Σ}}{\left|{h^{\mathrm{ue},d}}_{n_s}(n-(n_{\mathrm{cs}\left(\mathrm{ue}\right)}-n_{\mathrm{cs}(\mathrm{ue}=0)}))\right|}^2\·P_s\\ +12\·N_d\·P_n\end{array}$

为用户0数据符号的时延功率值，为用户ue数据符号的时延功率值，可从该延时功率谱中提取出该扩频码组中所有用户数据符号的时延功率值。

$\begin{array}{c}{z_{n_s}}^r\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\}\\ =N_r^2\·{\left|{h^{\mathrm{ue}=0,r}}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\·P_s\\ +N_r^2\·\underset{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue},n_s,l}\≠{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ue}=0,n_s,l},l\∈S_r}{\mathrm{\Σ}}{\left|{h^{\mathrm{ue},r}}_{n_s}(n-(n_{\mathrm{cs}\left(\mathrm{ue}\right)}-n_{\mathrm{cs}(\mathrm{ue}=0)}))\right|}^2\·P_s\\ +12\·N_r\·P_n\end{array}$

为用户0导频符号的时延功率值，为用户ue导频符号的时延功率值，可从该延时功率谱中提取出该扩频码组中所有用户导频符号的时延功率值。

以上求得的分别为使用扩频码0的扩频码组的数据符号、导频符号对应的时延功率谱。

步骤2.3，利用公式 ${{\tilde{z}}_{n_s}}^d\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^d\left(n\right)}{N_d},$ ${{\tilde{z}}_{n_s}}^r\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^r\left(n\right)}{N_r},$ 对时延功率谱和的分布特性进行统一化，得到使用扩频码0的扩频码组数据符号、导频符号对应的统一化时延功率谱其中N_d、N_r分别为数据符号、导频符号的个数。

同样，对于使用扩频码1的扩频码组和使用扩频码2的扩频码组的数据符号、导频符号的时延功率谱的求解过程与上述过程相似，在此不再赘述。

以上步骤1-2是对一个时隙、一根天线得到的数据符号、导频符号分别对应的统一化时延功率谱，一个扩频码组在每个时隙、每根天线的数据符号、导频符号对应的统一化时延功率谱的求解过程相同。对各时隙、所有天线、导频符号、数据符号对应的统一化时延功率谱进行累加，便可得到基站接收一个扩频码组所发送信息的时延功率谱，具体为步骤3。

步骤3，将各时隙、各天线的统一化时延功率谱和进行累加，得到使用扩频码0的扩频码组发送的一个子帧的时延功率谱z_n，可从该扩频码组的时延功率谱z_n中提取各用户的时延功率值

累加的公式为： $z_n=\underset{\mathrm{ant}=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n_s=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\{{{\tilde{z}}_{\mathrm{ant},n_s}}^d\left(n\right)+{{\tilde{z}}_{\mathrm{ant},n_s}}^r\left(n\right)\},$ 其中B为接收天线数，ant为天线索引，ant取值范围为0～B-1之间的整数。令便可提取出用户ue的延时功率值。

同样的，使用扩频码1或2的扩频码组发送一个子帧时延功率谱的方法同上，在此不再赘述。

步骤4，根据时延功率谱z_n和由查表获取的相对门限值T_r计算峰值检测门限T_det。该步骤的具体过程为：

步骤4.1，根据非相干窗数目和目标虚警率查表得到相对门限值T_r。

时延功率谱z_n谱服从自由度为2A的中心卡方分布，其累积分布函数的表达式为：其中A为非相干窗数目，T_r为相对门限值，T_r为满足目标虚警概率的检测门限T_det0与噪声基底γ_n0的比值。T_r只需离线根据若干目标虚警概率计算一次，存储到本地，使用时根据非相干窗数目A和目标虚警率查询即可。

步骤4.2，根据公式求出检测窗内的噪声功率平均值其中N_ca为检测窗的长度，若步骤2.1中采用12点IDFT/DFT变换，则N_ca＝12，若步骤2.1中采用16点IFFT/FFT变换，则N_ca＝16。N_s为除去该扩频码组对应的时延采样点外的采样点数。

从上述公式可知，将在检测窗内扩频码组用户对应的时延采样点之外的采样点作为噪声点，求解这些噪声点的功率平均值，从而得到该检测窗的噪声功率平均值。

步骤4.3，根据公式求出检测窗内的噪声基底γ_n，其中λ₁为第一调整因子，λ₁一般取1。N_c为检测窗内功率值小于的采样点的个数。

从噪声基底的计算公式中可知，需要从时延功率谱z_n中提取出每个用户的时延功率值，即每个用户对应的时延采样点的功率值，将功率值小于的时延采样点的功率平均值作为该检测窗的噪声基底。由于在该过程中已经提取出每个用户的时延功率值，所以在进行用户DTX判决时，不需要在进行用户时延功率值的计算，从而简化了计算。

步骤4.4，根据公式T_det＝λ₂·T_r·γ_n，求出峰值检测门限T_det，其中λ₂为第二调整因子，λ₂一般取1。

根据以上方法可以求解出各扩频码组对应的峰值检测门限T_det。

步骤5，根据该扩频码组中各用户的时延功率值和峰值检测门限T_det对各用户进行DTX判定。若则该用户非DTX，检测该用户的信源信息；若该用户为DTX，放弃该用户。

该组扩频码组各用户DTX检测完毕后，判定是否所有扩频码组完成检测，若是，结束检测，若否，继续执行步骤1～5。

以上步骤1-5均是以使用扩频码0的扩频码组为例来进行计算的，由于在解扩处理时，利用接收序列与用户0的特征序列进行共轭相乘，所以在往后的步骤中均是以用户0为基准进行计算的，例如各用户时延功率值的表达式假如在进行解扩处理时，接收序列与该扩频码组中其他用户的特征序列进行共轭相乘，例如用户2，则在往后的各步骤中均要以用户2为基准。但是这种情况下，计算公式或表达式会有一些变化，例如用户的时延功率值表达式为而用户0或1的时延功率值表达式为

同样的，对于使用扩频码1的扩频码组，若在进行解扩处理时接收序列与用户6的特征序列进行共轭相乘，则在其余的各步骤中均要以用户6为基准。该扩频码组中各用户的时延功率值的表达式为若在进行解扩处理时，接收序列与该扩频码组中其他用户的特征序列进行共轭相乘，例如用户8，则在其余的步骤中要以用户8为基准，但要注意加减号。对于使用扩频码2的扩频码组的情况类似，在此不再赘述。

在这里，本发明以用户ue0作为基准，将作为各用户时延功率值的通用表达式。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法，在求解时延功率谱z_n的过程中考虑了各时隙、各天线、数据符号、导频符号这些非相干窗，而且在计算峰值检测门限时，提取了用户的时延功率值，在进行DTX判决时，不需要重新计算，使得计算简化，便于实现。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置包括时延功率谱计算模块、峰值检测门限计算模块、DTX检测模块。

其中，时延功率谱计算模块用于将各时隙、各天线、数据符号、导频符号作为非相干窗，并对各非相干窗的时延功率谱统一分布后进行累加，得到各扩频码组发送一个子帧的时延功率谱z_n，其中使用同一扩频码的用户的集合为一扩频码组。

峰值检测门限计算模块用于从时延功率谱z_n中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和相对门限值T_r进行峰值检测门限T_det的计算。

DTX检测模块用于根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。

其中，所述时延功率谱计算模块包括解扩单元、统一化时延功率谱计算单元、累加单元。

其中解扩单元用于将基站在各时隙、各天线的接收序列进行解扩处理，得到各扩频码组的数据符号、导频符号分别对应的解扩信号；

统一化时延功率谱计算单元用于根据所述解扩信号计算各扩频码组在各时隙、各天线上数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱并对时延功率谱和的分布特性进行统一化，得到相对应的统一化时延功率谱和

累加单元用于将各时隙、各天线的统一化时延功率谱和进行累加，得到各扩频码组发送的一个子帧的时延功率谱z_n，所采用的公式为：其中B为接收天线数，ant为天线索引，ant取值范围为0～B-1之间的整数。令n＝{n_cs(ue)-n_cs(ue0}，便可提取出用户ue的延时功率值。

其中，所述峰值检测门限计算模块包括相对门限值获取单元、噪声功率平均值计算单元、噪声基底计算单元、峰值检测门限计算单元。

其中，相对门限值获取单元用于根据非相干窗数目和目标虚警率查表得到相对门限值T_r。

噪声功率平均值计算单元用于根据时延功率谱z_n求解检测窗内的噪声功率平均值所采用的公式为其中N_ca为检测窗的长度，N_s为除去所述扩频码组对应的时延采样点外的采样点数。

噪声基底计算单元用于根据噪声功率平均值和时延功率谱z_n求解检测窗内的噪声基底γ_n，所采用的公式为其中λ₁为第一调整因子，N_c为检测窗内功率值小于的采样点的个数。

峰值检测门限T_det计算单元用于根据相对门限值T_r和噪声功率平均值求解峰值检测门限T_det，所采用的公式为T_det＝λ₂·T_r·γ_n，求出峰值检测门限T_det，其中λ₂为第二调整因子。

其中，DTX检测模块包括第一判定单元、第二判定单元。

其中，第一判定单元用于判断用户是否为DTX。若则该用户ue非DTX，检测该用户ue的信源信息；若该用户ue为DTX，放弃该用户。

第二判定单元用于判定是否所有扩频码组完成检测。当第一判定单元判定一组扩频码组各用户已经完成DTX检测后，第二判定单元判定是否所有扩频码组完成检测，若是，结束检测，若否，对未检测的扩频码组进行检测。

其中，所述解扩单元包括数据符号解扩单元、导频符号解扩单元。

所述数据符号解扩单元用于各数据符号分别对应的频域序列与本地的数据特征序列共轭相乘，并将各数据符号分别对应的共轭相乘结果进行求和，得到数据符号对应的解扩信号

所述导频符号解扩单元用于各导频符号分别对应的频域序列与本地的导频特征序列共轭相乘，并将各导频符号分别对应的共轭相乘结果求和，得到导频符号对应的解扩信号

其中本地的数据特征序列导频特征序列分别为所述扩频码组中存储在本地的用户的数据特征序列、导频特征序列。

其中，所述统一化时延功率谱计算单元包括变换单元、功率谱求解单元、统一化单元。

所述变换单元用于对数据符号对应的解扩信号导频符号对应的解扩信号进行12点IDFT/DFT变换或者16点IFFT/FFT变换，得到该扩频码组中使用不同循环位移的用户的等效多径信道叠加结果

所述功率谱求解单元用于利用公式 ${z_{n_s}}^d\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ ${z_{n_s}}^r\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ 求解出数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱

所述统一化单元用于利用公式 对时延功率谱和的分布特性进行统一化，其中N_d、N_r分别为数据符号、导频符号的个数。

本发明检测装置中的各符号或字母所表示的意义与在检测方法中相同，在此不再赘述。

本发明LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置的各个模块、单元与所述检测方法相对应，每个单元的计算过程简单，便于实现。

以上，仅为本发明的较佳实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求所界定的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法，其特征在于，所述检测方法为

计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱，所述扩频码组为使用同一扩频码的用户的集合；

从时延功率谱中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算；

根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。

2.根据权利要求1所述的LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法，其特征在于，所述计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱包括以下步骤：

步骤1，对基站在各时隙、各天线的接收序列进行解扩处理，其中接收序列包括各数据符号分别对应的接收序列和各导频符号分别对应的接收序列具体过程为：

将各数据符号对应的接收序列分别与本地的数据特征序列共轭相乘，并将各数据符号对应的共轭相乘结果求和，得到数据符号对应的解扩信号

将各导频符号对应的接收序列分别与本地的导频特征序列共轭相乘，并将各导频符号对应的共轭相乘结果求和，得到导频符号对应的解扩信号

其中本地的数据特征序列导频特征序列分别为所述扩频码组中存储在本地的用户ue0的数据特征序列、导频特征序列；

步骤2，根据数据符号、导频符号的解扩信号计算相对应的统一化时延功率谱和具体过程为：

对数据符号对应的解扩信号导频符号对应的解扩信号分别进行12点IDFT/DFT变换或者16点IFFT/FFT变换，得到相对应的变换结果

利用公式 ${z_{n_s}}^d\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},{z_{n_s}}^r\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ 求解出数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱

利用公式 ${{\tilde{z}}_{n_s}}^d\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^d\left(n\right)}{N_d},{{\tilde{z}}_{n_s}}^r\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^r\left(n\right)}{N_r},$ 分别对时延功率谱的分布特性进行统一化，得到对应的统一化时延功率谱

步骤3，利用公式将各时隙、各天线的统一化时延功率谱和进行累加，得到所述扩频码组发送的一个子帧的时延功率谱z_n；

其中n_s为时隙序号，n_s＝0或1；l为符号的索引，l的取值范围为0-6或0-5之间的整数；s_d为数据符号的索引序列，s_r为导频符号的索引序列；N_d为数据符号的个数，N_r为导频符号的个数；k为子载波的索引，k的取值范围为0-11之间的整数；ue为用户索引，ue0为扩频码组中存储在本地的用户；d表示数据符号，r表示导频符号；B为接收天线的个数；ant为天线索引，ant取值范围为0～B-1之间的整数。

3.根据权利要求1所述的LTE系统PUCCH信道DTX的检测方法，其特征在于，所述根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算，具体过程为：

根据非相干窗数目和目标虚警率查表得到相对门限值T_r；

根据公式z_n求出检测窗内的噪声功率平均值

根据公式z_n求出检测窗内的噪声基底γ_n；

根据公式T_det＝λ₂·T_r·γ_n求出峰值检测门限T_det；

其中z_n为扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱；ue为用户索引，ue0为扩频码组中存储在本地的用户；N_ca为检测窗的长度；N_s为所述扩频码组中各用户对应的时延采样点之外的采样点数；N_c为检测窗内功率值小于的时延采样点的个数；λ₁为第一调整因子，λ₂为第二调整因子。

4.一种LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置，其特征在于，包括

时延功率谱计算模块，用于计算各扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱，所述扩频码组为使用同一扩频码的用户的集合；

峰值检测门限计算模块，用于从时延功率谱中提取出各用户的时延功率值，根据用户的时延功率值和获取的相对门限值进行峰值检测门限的计算；

DTX检测模块，用于根据峰值检测门限对各用户进行DTX检测。

5.根据权利要求4所述的LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置，其特征在于，所述时延功率谱计算模块包括

解扩单元，用于对基站在各时隙、各天线的接收序列进行解扩处理，得到各扩频码组的数据符号、导频符号分别对应的解扩信号

统一化时延功率谱计算单元，用于根据数据符号、导频符号的解扩信号计算相对应的统一化时延功率谱和

累加单元，用于利用公式将各时隙、各天线的统一化时延功率谱和进行累加，得到各扩频码组发送的一个子帧的时延功率谱z_n；

其中所述解扩单元包括

数据符号解扩单元，用于将各数据符号对应的接收序列分别与本地的数据特征序列共轭相乘，并将各数据符号对应的共轭相乘结果求和，得到数据符号对应的解扩信号

导频符号解扩单元，用于将各导频符号对应的接收序列分别与本地的导频特征序列共轭相乘，并将各导频符号对应的共轭相乘结果求和，得到导频符号对应的解扩信号

所述统一化时延功率谱计算单元包括

变换单元，用于对数据符号对应的解扩信号导频符号对应的解扩信号分别进行12点IDFT/DFT变换或者16点IFFT/FFT变换，得到相对应的变换结果

功率谱求解单元，用于利用公式 ${z_{n_s}}^d\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^d}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},{z_{n_s}}^r\left(n\right)=E\left\{{\left|{{r_{\mathrm{corr}}}^r}_{n_s}\left(n\right)\right|}^2\right\},$ 求解出数据符号对应的时延功率谱和导频符号对应的时延功率谱

统一化单元，用于利用公式 ${{\tilde{z}}_{n_s}}^d\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^d\left(n\right)}{N_d},{{\tilde{z}}_{n_s}}^r\left(n\right)=\frac{{z_{n_s}}^r\left(n\right)}{N_r}$ 对时延功率谱的分布特性进行统一化，得到对应的统一化时延功率谱 ${{\tilde{z}}_{n_s}}^r\left(n\right);$

其中n_s为时隙序号，n_s＝0或1；l为符号的索引，l的取值范围为0-6或0-5之间的整数；s_d为数据符号的索引序列，s_r为导频符号的索引序列；N_d为数据符号的个数，N_r为导频符号的个数；k为子载波的索引，k的取值范围为0-11之间的整数；ue为用户索引，ue0为扩频码组中存储在本地的用户；d表示数据符号，r表示导频符号；B为接收天线的个数；ant为天线索引，ant取值范围为0～B-1之间的整数。

6.根据权利要求4所述的LTE系统PUCCH信道DTX的检测装置，其特征在于，所述峰值检测门限T_det计算模块包括

相对门限值获取单元，用于根据非相干窗数目和目标虚警率查表得到相对门限值T_r；

噪声功率平均值计算单元，用于根据公式z_n求出检测窗内的噪声功率平均值

噪声基底计算单元，用于根据公式z_n求出检测窗内的噪声基底γ_n；

峰值检测门限计算单元，用于根据公式T_det＝λ₂·T_r·γ_n求出峰值检测门限T_det；

其中z_n为扩频码组发送一个子帧所对应的时延功率谱；ue为用户索引，ue0为扩频码组中存储在本地的用户；N_ca为检测窗的长度；N_s为所述扩频码组中各用户对应的时延采样点之外的采样点数；N_c为检测窗内功率值小于的时延采样点的个数；λ₁为第一调整因子，λ₂为第二调整因子。