CN101258696A - Ack/nack信号的检测方法及其检测器 - Google Patents

Abstract

一种ACK/NACK检测方法及检测器，其中检测方法包括：计算ACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；计算NACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的NACK信号的估计值；从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；比较判决变量与所选择的两个阈值，并做出判决。检测器包括：阈值生成器，用于分别从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中以及从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个中选择出绝对值较大的那个值。该方法提高了ACK/NACK判决的性能。

Description

ACK/NACK信号的检测方法及其检测器

技术领域

本发明涉及数字无线通信领域，具体地说，涉及一种选择性阈值ACK/NACK检测器及其方法。

背景技术

第三代移动通信系统发展出了更高的数据速率及基于分组的模式。高速下行分组接入(High Speed Downlink Packet Access，HSDPA)是WCDMA的一个新的特征，它提高了系统的吞吐量并增加了单个用户的数据比率峰值。HSDPA是一个分组数据传输系统，其中，基站调度并发送数据包给不同的移动台(Mobile Station，MS)。

HSDPA中，防止数据包丢失的一个重要构成是混合自动重传(HybridAutomatic Repeat Request，HARQ)机制。在发射数据包之前，先发送指示符，该指示符将有关发射时间以及其他一些发射特性通知即将接收信号的MS。MS每接收到一个数据包，都要发送响应信号：如果正确接收到该包，则MS发射确认(ACK)信号；如果没有正确接收到该包，则MS发送一个否认(NACK)信号。MS有可能没有检测到来自基站的指示符信号。在这种情况下，MS不能接收到相应的数据包，则MS会进行非连续传输(DiscontinuousTransmission，DTX)，即MS不发射任何信号。也就是说，只有当MS接收到数据包时，才发射ACK/NACK信号，否则不发射信号。

ACK和NACK信号为一组相对信号。与ACK/NACK信号同时发送的还有能用于信道估计导频信号。网络分别为ACK/NACK信号的发射指定功率偏移量(power offset)ΔP_a和ΔP_n。这些功率偏移量与导频信号功率有关。当存在ACK和NACK信号发射时，根据信道估计和已知的功率偏移量可以得到接收信号功率的估计值。从而，接收方可以估计接收到的信号功率与ACK和NACK的发射幅度。

当基站尝试接收ACK/NACK时，有三种可能性：发射ACK，NACK或者DTX。表1为3GPP中对ACK/NACK检测的物理层的目标性能要求。该要求用物理层不应超过的错误检测概率来表征。物理层满足该要求的能力取决于ACK/NACK检测器以及网络指定的ACK和NACK各自的发射功率偏移量ΔP_a和ΔP_n。在表1中，符号P(DTX|ACK)代表MS发射ACK信号，而基站检测到DTX信号的概率。P(ACK|NACK)和P(ACK|DTX)表示的意思可以类推。

表1接收ACK/NACK的目标性能要求

目前有两种ACK/NACK检测器：恒定误警率(Constant False Alarm Rate，CFAR)检测器和动态阈值检测器。其中CFAR检测器在2003年11月的3GPPR4-030928“HS-DPCCH(ACK/NACK)检测性能的仿真条件”和2002年2月的3GPP R1-02-0420“不同约束条件下的UL ACK/NACK信令的能量需求”中有相关描述。动态阈值检测器在2002年5月的3GPP R1-02-0823“检测ACK/NACK消息的判决阈值”中有相关描述。

CFAR检测器确保了无信号发射时，如DTX的情况，对ACK和NACK的检测有一个恒定的错误检测概率，这个概率跟噪声功率无关。这是通过采用一个与噪声标准差成比例的自适应检测阈值来实现的。对于ACK/NACK的CFAR检测器来说，需要两种自适应阈值：T_a和T_n。如图1a所示，假设ACK为负符号，则T_a为“ACK”和“DTX”之间的一个负值，假设NACK为正符号，则T_n为“DTX”和“NACK”之间的一个正值。可以将瑞克连接器(Rake combiner)的输出叠加起来以获取判决变量z。如果判决变量z小于阈值T_a，判决为ACK；如果判决变量z大于阈值T_n，判决为NACK，如果判决变量处于T_a和T_n两者之间，则判决为DTX。

阈值Ta通过将解扩后的噪声标准差σ_w、信道估计给出的列向量的范数

和系数α₀三者相乘得到。其中，系数α₀满足当T_n＝-T_a时P(ACK|DTX)的要求。信道估计的列向量为一个用于最大比率连接器中的权重集合。其他权重集也可以，如与相等增益连接相对应的权重。T_a由下式得到：

$T_a=-{\mathrm{\α}}_0{\mathrm{\σ}}_w\left|\right|\hat{h}\left|\right|---\left(1\right)$

其中当α₀＝1.65时，P(ACK|DTX)为0.01。

这里信道被定义为导频信号的幅度与复数无线信道的乘积，导频信号的幅度也就是导频发射功率的平方根。在一个有信号衰减的信道中，为了保证ACK信号功率高于平均噪声功率，CFAR检测器要求比较高的ACK发射功率。而飞利浦(Philips)提出的动态阈值检测器，使用反映在被估计的信号幅度中的瞬时传输信道状态信息，能够减小ACK的发射功率。

动态阈值检测器有一个阈值T_a，它与噪声标准差和瑞克连接后的信号幅度估计值的乘积

成比例：

$T_a=-\mathrm{\α}{\mathrm{\σ}}_w\sqrt{\mathrm{\Δ}{P}_a}{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2---\left(2\right)$

这里常量α的选择要使得P(DTX|ACK)在平均情况下满足目标性能要求。这里α的值取决于传输信道、速度、天线分集以及ΔP_a。

类似地，动态阈值检测器有一个阈值T_n，它与噪声标准差和瑞克连接后的信号幅度估计值的乘积成比例：

$T_n=\mathrm{\α}{\mathrm{\σ}}_w\sqrt{\mathrm{\Δ}{P}_n}{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2.---\left(3\right)$

如图1b所示，无论是CFAR检测器还是动态阈值检测器，当ACK为正符号，NACK为负符号时，阈值T_a为正值，阈值T_n为负值。如果判决变量z小于阈值T_n，判决为NACK，如果判决变量大于T_a，则判决为ACK，如果判决变量处于T_a和T_n两者之间，则判决为DTX。

动态阈值检测器有如下缺点：

1)为所有可能信道、速度等计算α是不可能的；

2)发射NACK需要的功率会大于发射ACK需要的功率。原因为：需要的P(ACK|NACK)远低于需要的P(NACK|ACK)，因为当发射NACK而被检测为ACK时，物理层将不检测包错误，而是由高层来检测包错误，这就造成了重传的时延很长；当阈值处于DTX和ACK之间时，T_a接近原点，则为了使P(ACK|NACK)满足要求，发射NACK的功率必须很高。

3)阈值取决于噪声标准差和信号幅度估计值的乘积。这意味着检测器的输出不仅取决于比率

，还取决于

的绝对值和σ_w。

在ARQ机制中，ACK/NACK十分重要。为了在HSDPA中达到可靠的ACK/NACK检测，传输功率均相对较高。如果ACK/NACK信号需要不断重传以到达有效的检测性能，则会增加干扰并降低最大数据比率。因此需要有效的检测器以减少所需的ACK/NACK信号的传输功率并最大化数据比率。

发明内容

本发明提出了一种选择性阈值ACK/NACK检测器及其方法，以提高ACK/NACK检测性能。

该方案是这样实现的：

一种ACK/NACK的检测方法，包括：

a.通过积分解扩后的接收信号，计算判决变量；

b.计算ACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；

计算NACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的NACK信号的估计值；

c.从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；

从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；以及

d.比较判决变量与所选择的两个阈值，并做出判决。

一种ACK/NACK检测器包括：

瑞克连接器(26)，用于对接收到的信号进行解扩并执行信道估计以产生单一值，并至少包括一个解扩器(20)和一个信道估计器(25)；

积分器(21)，用于积分一个时隙的单一值并累积所有N个时隙的积分结果以获取判决变量；

比较器(22)，用于分别比较来自积分器(21)的判决变量与来自阈值生成器(30)的ACK和DTX之间的阈值以及NACK和DTX之间的阈值；

噪声估计器(24)，用于估计来自解扩器(20)的解扩信号以获取解扩后的噪声标准差，其中，

阈值生成器(30)，用于：

计算ACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与噪声估计器(24)中的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；计算NACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与噪声估计器(24)中的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值。

瑞克连接器(26)可以是最大比率连接器。

利用选择性阈值检测器及其方法，当满足3GPP物理层目标性能要求时，降低了ACK/NACK信号所需的发射功率。由于ACK/NACK信号所需的发射功率降低了，相应的也减少了干扰并增加了数据比率。

附图说明

图1为现有技术中CFAR检测器的判决区域。

图2为本发明的ACK/NACK检测方法。

图3为本发明的ACK/NACK选择性阈值检测器。

具体实施方式

CFAR检测器保证了误警率的恒定。然而，错误检测概率P(DTX|ACK)会随着瞬时信噪比SNR变化。由于瞬时SNR并没有被发射机利用，因此为了满足所需的错误检测概率P(DTX|ACK)要求，ACK发射功率必须非常的高。

动态阈值检测器能够利用从已知的功率偏移量和信号估计中获得的有关期望接收到的信号功率信息。尽管如此，动态阈值检测器仍存在前述的多个缺点。

为了P(ACK|NACK)不高于协议对其严格的要求，本发明引入了噪声依赖阈值。当动态阈值的绝对值低于噪声依赖阈值的绝对值时，将选择后一个阈值。该对阈值的限制有效的降低了P(ACK|NACK)和P(NACK|ACK)，而对P(DTX|ACK)和P(DTX|NACK)仅有很小的影响。

本发明利用了HSDPA空口中所有对检测ACK/NACK可能有帮助的信息，并同时将该信息与接收机的噪声水平信息结合起来。也就是说，因为接收机已知信道系数和ACK/NACK功率偏移量，所以接收机也知道预期接收的ACK/NACK的信号幅度。

由于HSDPA中ACK符号为负，NACK符号为正，本发明从两个阈值中选择较小的一个作为ACK和DTX之间的阈值，该两个阈值的第一个阈值与解扩后的噪声标准差成比例，第二个阈值与接收的信号幅度估计值成比例。将上面两个阈值中的较大的一个作为NACK和DTX之间的阈值。相反的，如果在ACK和NACK具有相反的符号的系统中，即ACK为正，NACK为负，则ACK和DTX之间的阈值应为两阈值的较大值，且NACK和DTX之间的阈值应为两阈值的较小值。判决标准与图1b中标准相同。

为了使本发明的描述更加清楚，下面结合附图及实施例来详细描述。

在HSDPA中，ACK/NACK信号为将1比特消息重复编码为10比特从而获得的码文：

“ACK”1111111111；“NACK”0000000000.

通过0→+1和1→-1这样的映射，很明显ACK和NACK为相反的信号，其中ACK为负，NACK为正。因此，可通过对解扩的ACK/NACK比特积分从而获取判决变量z。在一个子帧的三个时隙中的第一时隙执行ACK/NACK的发射，并在N个连续的子帧中重复发射ACK/NACK，这里N由网络设置。

如图2所示，选择性阈值ACK/NACK检测方法包括：

通过对接收到的解扩ACK/NACK值积分，计算判决变量；

解扩接收到的信号后，估计噪声标准差；

通过信道估计和噪声标准差，生成权重函数，其中该权重函数包括用于ACK的第一权重函数和用于NACK的第二NACK权重函数；

利用噪声标准差以及由信道估计值给出的列向量的范数产生ACK和DTX之间的第一阈值T_a，1，利用发射ACK的功率偏移量和第一权重函数产生ACK和DTX之间的第二阈值T_a，2；

利用噪声标准差以及由信道估计值给出的列向量的范数产生NACK和DTX之间的第一阈值T_n，1，利用发射NACK的功率偏移量和第二权重函数产生ACK和DTX之间的第二阈值T_n，2；

选择第一阈值T_a，1和第二阈值T_a，2的较小值，以及第一阈值T_n，1和第二阈值T_n，2的较大值；

比较判决变量与选择出的T_a和T_n；如果判决变量小于阈值T_a，则判决为ACK；如果判决变量大于阈值T_n，则判决为NACK；如果判决变量处于阈值Tn和阈值T_a之间，则判决为DTX。

判决变量可以通过以下方法计算获得：

步骤101：在瑞克最大比率连接器输出端获取单一ACK/NACK值z_i ⁽ⁿ⁾，z_i ⁽ⁿ⁾可以表示为：

$z_i^{\left(n\right)}=G\left\{{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^L{h}_{\mathrm{il}}^{n*}{s}_{\mathrm{il}}^n\right\},---\left(4\right)$

这里L为瑞克指针的数量(Rake finger)，s_il ⁿ为在ACK/NACK第n次传输中第i个符号的第l个指针的解扩值；h_il ⁿ为相应的信道估计；符号*表示复数共轭；取决于ACK/NACK信号是否映射到上行链路信号的同相I或正交相位Q，G{·}分别为取实部或虚部运算。

步骤102：在一个时隙内积分ACK/NACK值可以用下式描述：

$z^{\left(n\right)}={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{10}{z}_i^{\left(n\right)}.---\left(5\right)$

步骤103：将N个时隙的积分结果累加起来，则得到实数值判决变量z，

$z={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{z}^{\left(n\right)}=G\left\{{\hat{h}}^{H}s\right\}---\left(6\right)$

其中

和s为分别为信道估计

和解扩符号s_il ⁿ给定的具有10LN个元素的列向量。

解扩后的噪声标准差σ_w为：

步骤104，解扩后的噪声标准差σ_w通过下列关系获得，解扩值s可由下式表示

$s=\mathrm{\γh}\sqrt{\mathrm{\ΔP}}x+w,---\left(7\right)$

其中h为实际信号系数向量，ΔP分别为网络为ACK定义的ΔPa和网络为NACK定义的ΔP_n，w是标准差为σ_w的复数噪声样本向量.x为发射的符号，分别在ACK时为-1，在DTX时为0，在NACK时为1。最后，γ为1或虚部j，取决于ACK/NACK信号是映射到I还是映射到Q。噪声标准差σ_w可以通过计算得到，比如说：通过解扩的值s获取。

在应用中，信号估计并不是理想值，瑞克最大比率连接后得到的接收信号幅度的期望值因此为

而不是理想的信道估计值

通常把信道估计误差视为零均值和高斯分布。信道估计

可以表示为：

$\hat{h}=h+\mathrm{\ϵ},---\left(9\right)$

这里ε为元素k的方差

第一权重函数和第二权重函数，可由下述方法产生：

步骤105，权重函数为：

$g\left(\hat{h}\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}{\hat{h}}^{H}E\left(h\right|\hat{h}),---\left(10\right)$

且

${\mathrm{\σ}}_0^2=\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}_w^2{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2---\left(11\right)$

${\mathrm{\σ}}_1^2={\mathrm{\σ}}_0^2+\mathrm{\ΔPVar}\left(\mathrm{Re}\left\{{\hat{h}}^{H}h\right\}\right|\hat{h}),---\left(12\right)$

其中||·||表示向量范数， ${\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2={\hat{h}}^H\hat{h},$ 当ΔP为接收到的ACK信号的功率偏移量，权重函数g对应第一权重函数；类似的，当ΔP为接收到的NACK信号的功率偏移量，权重函数g对应第二权重函数；功率偏移量相对接收机已知。

在理想信道估计中， $g\left(\hat{h}\right)=0.5{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2.$

给定

时h的条件概率分布依赖h的分布。在移动通信系统中，在大部分瑞利衰落(Rayleigh Fading)中都存在多径成分，可以看出

为高斯分布，且其数学期望

为：

$E\left(h\right|\hat{h})=A\hat{h},---\left(13\right)$

其中A为对角矩阵，其第k个对角元素为

${\left(A\right)}_{\mathrm{kk}}=\frac{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}+{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\ϵ}}_k}^2}.---\left(14\right)$

这里h_k为h的第k个元素，|·|代表绝对值，

为瑞克指针k的信道估计误差的方差。

的方差为：

$\mathrm{Var}\left(\mathrm{Re}\left\{{\hat{h}}^{H}h\right\}\right|\hat{h})=\frac{1}{2}{\hat{h}}^{H}B\hat{h},B=\mathrm{bC}{b}^H$

这里B为

的协方差矩阵，b为列向量，其第k个元素为：

$b_k=\sqrt{\frac{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\ϵ}}_k}^2}{E\left\{{{|h}_k|}^2\right\}+{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\ϵ}}_k}^2}},k=\mathrm{1,2},...,10\mathrm{LN}---\left(15\right)$

C为相关系数矩阵，其第i行第k列元素[C]_ik为

和

之间的相关系数，随机变量X和Y之间的相关系数ρ为：

$\mathrm{\ρ}=\frac{\mathrm{Cov}(X,Y)}{\sqrt{\mathrm{Var}\left(X\right)\mathrm{Var}\left(Y\right)}}.---\left(16\right)$

典型地，当i和k指向同一时隙同一路径时，[C]_ik接近1；当i和k指向不同路径时，[C]_ik接近0。信道估计误差的方差

可通过噪声功率和信道估计滤波系数来计算。在瑞克指针k中接收到的平均导频信号功率E{|h_k|²}可通过在远长于信道合并时间的时间内对进行平均来获取。

步骤106：通过下式，利用前述计算的结果计算ACK和DTX之间的阈值Ta及NACK和DTX之间的阈值T_n：

$T_a=\min \{-{\mathrm{\α}}_a{\mathrm{\σ}}_w|\left|\hat{h}\right||,-\sqrt{\mathrm{\Δ}{P}_a}{g}_a\left(\hat{h}\right)\}---\left(17\right)$

$T_n=\max \left\{{\mathrm{\α}}_n{\mathrm{\σ}}_w\right|\left|\hat{h}\right||,\sqrt{\mathrm{\Δ}{P}_n}{g}_n\left(\hat{h}\right)\}---\left(18\right)$

典型地，系数α_n等于系数α_a。α_a应该小于公式(1)中的系数α₀从而使得T_a既可比CFAR检测器中的大，也可以比CFAR检测器的小。

图3所示为选择性ACK/NACK阈值检测器。该检测器包括：瑞克连接器(Rake combiner)26、积分器21、比较器22、噪声估计器24和阈值生成器30，其中瑞克连接器26包括解扩器(despreader)20、乘法器31和信道估计器25，阈值生成器30包括第一阈值生成器28、第一权重函数生成器27、第二阈值生成器23和第二权重函数生成器29。

瑞克连接器26接收来自MS的信号，输出单一值z_i，积分器21积分来自瑞克连接器26的单一值z_i以获得一个时隙内的值，再累加N个时隙获得的值以得到判决变量z。即积分器21根据公式4、5、6来计算判决变量z。

噪声估计器24基于解扩器20的输出估计解扩后的噪声标准差σ_w，并分别发送到第一阈值生成器28、第二阈值生成器23、第一权重函数生成器27和第二权重函数生成器29。基于前述的描述，噪声估计可以基于解扩器20的输出，也可以是其他方式。

信道估计器25通过信道估计产生列向量范数，并分别发送给第一阈值生成器28和第二阈值生成器23。同时信道估计器25将信道估计分别发送给第一权重函数生成器27和第二权重函数生成器29。

ACK信号的功率偏移量ΔP_a和NACK信号的功率偏移量ΔPn分别被发送给第一权重函数生成器27和第二权重函数生成器29。瑞克指针k的信道估计方差

和瑞克指针k的导频信号平均接收功率E{|hk|2}被发送给第一权重函数生成器27和第二权重函数生成器29。

根据公式10到16，第一权重函数生成器27利用来自噪声估计器24的解扩后噪声标准差、来自信道估计器25的信道估计的列向量范数、ACK的噪声偏移量生成第一权重函数

并将其发送给第一阈值生成器28。类似的，第二权重函数生成器29生成第二权重函数

并将其发送给第二阈值生成器23。

根据公式17，第一阈值生成器28利用来自信道估计器25的信道估计的列向量范数、来自噪声估计器24的解扩后噪声标准差σ^w生成第一阈值T_a，1；利用来自第一权重函数生成器27的第一权重函数和ACK的功率偏移量生成第二阈值T_a，2；选择T_a，1和T_a，2中的较小值并发送给比较器22。类似的，根据公式18，第二阈值生成器23利用来自信道估计器25的信道估计的列向量范数、来自噪声估计器24的解扩后噪声标准差σ_w生成第一阈值T_n，1；利用来自第二权重函数生成器29的第二权重函数和NACK的功率偏移量生成第二阈值T_n，2；选择T_n，1和T_n，2中的较大值发送给比较器22。

比较器22比较来自积分器21的判决变量与分别来自阈值生成器28和23的阈值T_a和T_n。如果判决变量小于阈值T_a，比较器22判决为ACK；如果判决变量大于阈值T_n，比较器22判决为NACK；如果判决变量界于阈值T_a和阈值T_n之间，则比较器22判决为DTX。

对检测器进行了仿真。计算ACK/NACK比特为满足目标性能需求P(ACK|DTX)≤0.01，P(DTX|ACK)≤0.01和P(ACK|NACK)≤0.0001时所需要的Ec/No。Ec为每个分集天线上每码片总的接收能量，仿真在不同的传输信道上执行。

表2

P(ACK|DTX)＜0.01，P(DTX|ACK)＜0.01，P(ACK|NACK)＜0.0001所需Ec/No

表2中的仿真结果显示的是理想信道估计，在仿真情况A下最优化系数α，并在其他情况下保持α不变，这是因为在所有传输信道、速度下最优化α是不可能的。三种检测器的用于决定T_a的系数如表所示。

定义最大所需功率为ACK和NACK传输所需功率的较大值，从表2可以清晰的看出，在所有仿真情况下，新的选择性阈值检测器相对现有技术中的CFAR检测器和动态阈值检测器具有较低的最大所需功率。

所述ACK/NACK检测不限于HSDPA，而是可适用于使用ACK/NACK信号的任意系统，其中：ACK/NACK具有相反信号、信道估计以及ACK/NACK相对于导频信号的功率偏移已知。

Claims (10)

1.一种ACK/NACK信号的检测方法，包括：

a.通过积分解扩后的接收信号，计算判决变量；

b.计算ACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩所述接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；计算NACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与解扩所述接收信号后的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的NACK信号的估计值；

c.从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；以及

d.比较判决变量与所选择的两个阈值，并做出判决。

2、如权利要求1所述的检测方法，步骤b中，通过将ACK功率偏移量的平方根与第一权重函数加权来计算所述取决于接收的ACK信号的估计值的第二个值；以及

通过将NACK功率偏移量的平方根与第二权重函数加权来计算所述取决于接收的NACK信号的估计值的第二个值。

3.如权利要求2所述的检测方法，当ACK信号映射到为负符号时，所述将ACK功率偏移量的平方根与第一权重函数加权为：

，其中，ΔP_a代表ACK的功率偏移量，而

代表第一权重函数；以及

当NACK信号映射为正符号时，所述将NACK功率偏移量的平方根与第二权重函数加权为：

，其中，ΔP_n代表NACK的功率偏移量，而

代表第二权重函数。

4.如权利要求2或3所述的检测方法，所述权重函数为：

$g\left(\hat{h}\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}{\hat{h}}^{H}E\left(h\right|\hat{h})$

其中 ${\mathrm{\σ}}_0^2=\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}_w^2{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2,$ ${\mathrm{\σ}}_1^2={\mathrm{\σ}}_0^2+\mathrm{\ΔPVar}\left(\mathrm{Re}\left\{{\hat{h}}^{H}h\right\}\right|\hat{h}),$ σ_w代表解扩后的噪声标准差，||·||代表向量范数： ${\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2={\hat{h}}^H\hat{h},$

为信道估计的列向量，

代表在瑞利衰减的情况下，给定

时h的平均条件概率分布，

为： $E\left(h\right|\hat{h})=A\hat{h},$

其中A为对角矩阵并且其第k个对角元素为：

${\left(A\right)}_{\mathrm{kk}}=\frac{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}+{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\ϵ}}_k}^2}$

其中h_k为h的第k个元素，|·|表示绝对值，

为瑞克指针k的信道估计误差的方差，E{|hk|2}为瑞克指针k接收到的导频信号的平均功率，且

当ΔP＝ΔP_a时， $g\left(\hat{h}\right)=g_a\left(\hat{h}\right);$

当ΔP＝ΔP_n时， $g\left(\hat{h}\right)=g_n\left(\hat{h}\right).$

5.如权利要求1所述方法，在步骤b中：

当ACK信号映射为负符号时，对于所述ACK和DTX之间的阈值，与解扩后的噪声标准差成比例的第一个值为：

当NACK信号映射为正符号时，对于所述NACK和DTX之间的阈值，与解扩后的噪声标准差成比例的第一个值为：

其中，系数α_a和α_n满足目标性能要求。

6.一种ACK/NACK检测器，包括：

瑞克连接器(26)，用于对接收到的信号进行解扩并执行信道估计以产生单一值，并至少包括一个解扩器(20)和一个信道估计器(25)；

积分器(21)，用于积分一个时隙的单一值并累积所有N个时隙的积分结果以获取判决变量；

比较器(22)，用于分别比较来自积分器(21)的判决变量与来自阈值生成器(30)的ACK和DTX之间的阈值以及NACK和DTX之间的阈值；

噪声估计器(24)，用于估计来自解扩器(20)的解扩信号以获取解扩后的噪声标准差，其中，

阈值生成器(30)，用于：计算ACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与来自噪声估计器(24)的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的ACK信号的估计值；

计算NACK和DTX之间的阈值，该阈值包括两个值，第一个值与来自噪声估计器(24)的噪声标准差成比例，第二个值取决于接收的NACK信号的估计值；

从所计算的ACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值；

从所计算的NACK和DTX之间阈值的两个值中选择绝对值较大的那个值。

7.如权利要求6所述ACK/NACK检测器，所述阈值生成器(30)进一步包括：

第一权重函数生成器(27)，用于利用来自瑞克连接器(26)的信道估计、来自噪声估计器(24)的噪声标准差、ACK的已知功率偏移量、估计的信道估计误差方差以及接收的导频信号功率的估计均值来生成第一权重函数；

第一阈值生成器(28)，用于利用来自瑞克连接器(26)的信道估计的范数和来自噪声估计器(24)的噪声标准差生成第一个值；通过将ACK功率偏移量平方根与来自第一权重函数生成器(27)的第一权重函数加权生成第二个值；以及将第一个值和第二个值中绝对值较大的那个值发送到比较器(22)；

第二权重函数生成器(29)，用于利用来自瑞克连接器(26)的信道估计、来自噪声估计器(24)的噪声标准差、NACK的已知功率偏移量、估计的信道估计误差方差以及接收的导频信号功率的估计均值来生成第二权重函数；和

第二阈值生成器(23)，用于利用来自瑞克连接器(26)的信道估计的范数和来自噪声估计器(24)的噪声标准差生成第一个值；通过将NACK功率偏移量平方根与来自第二权重函数生成器(29)的第二权重函数加权生成第二个值；以及将将第一个值和第二个值中绝对值较大的那个值发送到比较器(22)。

8.如权利要求7所述ACK/NACK检测器，当ACK信号映射为负符号时，第一阈值生成器(28)生成与解扩后噪声标准差成比例的第一个值为：以及

当NACK信号映射为正符号时，第二阈值生成器(23)生成与解扩后噪声标准差成比例的第一个值为：

其中，系数α_a和α_n满足目标性能要求。

9.如权利要求7或8所述ACK/NACK检测器，当ACK信号映射为到负符号时，第一阈值生成器(28)生成的第二个值为：

其中ΔP_a代表ACK已知功率偏移量，而

代表第一权重函数；以及

当NACK信号映射为正符号时，第二阈值生成器(23)生成第二个值为：

其中，ΔP_n代表NACK已知功率偏移量，而

代表第二权重函数。

10.如权利要求7所述ACK/NACK检测器，第一权重函数生成器(27)产生的第一权重函数为： $g\left(\hat{h}\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}{\hat{h}}^{H}E\left(h\right|\hat{h})$

其中， ${\mathrm{\σ}}_0^2=\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}_w^2{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2,$ ${\mathrm{\σ}}_1^2={\mathrm{\σ}}_0^2+\mathrm{\Δ}{P}_a\mathrm{Var}\left(\mathrm{Re}\left\{{\hat{h}}^{H}h\right\}\right|\hat{h}),$ 以及

第二权重函数生成器(29)产生的第二权重函数为： $g\left(\hat{h}\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}{\hat{h}}^{H}E\left(h\right|\hat{h})$

其中， ${\mathrm{\σ}}_0^2=\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}_w^2{\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2,$ ${\mathrm{\σ}}_1^2={\mathrm{\σ}}_0^2+\mathrm{\Δ}{P}_n\mathrm{Var}\left(\mathrm{Re}\left\{{\hat{h}}^{H}h\right\}\right|\hat{h}),$

其中，σ_w代表解扩后的噪声标准差，||·||代表向量范数： ${\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2={\hat{h}}^H\hat{h},$

为信道估计的列向量，

代表在瑞利衰减的情况下，给定

时h的平均条件概率分布，

为： $E\left(h\right|\hat{h})=A\hat{h},$ 其中A为对角矩阵并且其第k个对角元素为：

${\left(A\right)}_{\mathrm{kk}}=\frac{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|h_k\right|}^2\right\}+{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\ϵ}}_k}^2}$

其中，h_k为h的第k个元素，|·|表示绝对值，

为瑞克指针k的信道估计误差的方差，E{|h_k|2}为瑞克指针k接收到的导频信号的平均功率。

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