CN102892138B - Pucch的信噪比测量方法及装置 - Google Patents

Pucch的信噪比测量方法及装置 Download PDF

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CN102892138B CN201110202119.3A CN201110202119A CN102892138B CN 102892138 B CN102892138 B CN 102892138B CN 201110202119 A CN201110202119 A CN 201110202119A CN 102892138 B CN102892138 B CN 102892138B
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Abstract

本发明涉及一种PUCCH的信噪比测量方法及装置，上述方法在格式为1、1a和1b的PUCCH上，通过每个UE的数据部分和导频信号部分来共同计算上述UE的信号功率P，并通过引入正交序列Wd3增加的干扰码道来计算噪声干扰功率Pn，从而得到UE的信噪比；上述装置包括接收信号处理模块，提取模块、信号功率计算模块、噪声干扰功率计算模块以及信噪比计算模块。本发明提高了UE的信噪比的准确性，改善了系统性能。

Description

PUCCH的信噪比测量方法及装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种PUCCH(Physical Uplink ControlChannel，物理上行控制信道)的信噪比测量方法及装置。
背景技术
LTE(Long Term Evolution，长期演进)是第三代移动通信(3G)系统向4G演进的主流技术，它改进并增强了3G系统的空中接入技术，采用OFDM(Orthogonal frequency-division multiplexing，正交频分复用)和多输入多输出(MIMO)作为其无线网络演进的唯一标准。在20MHz频谱带宽下能够提供下行100Mbit/s与上行50Mbit/s的峰值速率，改善了小区边缘用户的性能，提高了小区容量并降低了系统延迟。
在LTE系统中，UE(User Equipment，用户设备)采用PUCCH向eNodeB(evolved NodeB，演进型基站)发送上行控制信息。PUCCH支持多种格式，如格式1、1a、1b以及格式2、2a、2b；格式1用于UE向eNodeB发送调度请求，格式1a用于UE向eNodeB发送1比特的HARQ(HybridAutomatic Repeat reQuest，混合自动重传请求)ACK(Acknowledge，正确应答)或者NACK(Non-Acknowledge，错误应答)，格式1b用于UE向eNodeB发送2比特的HARQ ACK或者NACK；格式2、2a、2b，用于UE向eNodeB发送CQI(Channel Quality Indicator，信道质量指示)以及HARQ ACK或者NACK。
LTE系统允许在一个子帧中采用多个时频RB(Resource Block，资源块)给小区内多个UE分配PUCCH来传输ACK/NACK、CQI或者SR消息，其中，一个PUCCH使用一个子帧中的一个RB，一个RB对应2个时隙，每个时隙有7个符号(对应普通前缀)或6个符号(对应扩展前缀)，每个符号有12个子载波。eNodeB通过检测PUCCH格式1、1a和1b，来判断UE是否发送了上行控制信息，以进行相应的处理。
现有技术是利用基于估计的信号功率和噪声干扰功率的比值(即信噪比或信干噪比)与预设门限进行比较。如果若没有超过门限，则认为UE没有发送上行控制信息，属于不连续发送(Discontinuous Transmission，DTX)；反之，则认为UE发送了上行控制信息，如果是格式1，就认为UE发送了调度请求，如果是格式1a和1b，继续ACK、NACK检测。可见，信号功率和噪声干扰功率估计的准确性很重要。
现有技术中，对于普通前缀下PUCCH格式1、1a和1b的接收信号中的数据部分和导频信号部分，分别利用36个码道中已经分配的码道来估计信号功率，利用剩余没有分配的码道来估计噪声干扰功率。这种方法用在UE不存在时偏的情况下比较准确。一旦UE存在时偏，则该UE的发送功率会泄露到相邻的码道上，从而使得估计的噪声干扰功率偏大，最终使得估计的信噪比偏小，增加了将调度请求、ACK或NACK误判成的DTX的概率，影响了eNodeB对相应上行控制信息做出正确响应，进而降低了系统性能。
申请号为CN200910090136.5的专利申请提供了一种信号检测方法，利用UE在信道资源上所发信号的数据部分、自身存储的正交序列、分配给UE的恒包络零自相关序列(CAZAC)和分配给UE的正交序列计算得到信号功率和噪声功率，进而得到信噪比。该方法存在以下问题：1)只利用了UE发送信号的数据部分来估计信号功率，这导致信号功率估计值波动较大，易受噪声干扰的影响；2)只利用一个噪声干扰码道来估计噪声功率，使得估计的噪声功率波动很大。使用该方法得到的信噪比准确性不高。
另外，想要对PUCCH格式1、1a和1b进行正确有效的功率控制，提高信噪比的准确性非常有必要。
发明内容
本发明的目的是，提供一种PUCCH的信噪比测量方法及装置，以提高LTE系统的信噪比的准确性。
本发明提供了一种PUCCH的信噪比测量方法，上述方法适用于LTE系统中格式为1，1a，1b的PUCCH的信噪比测量，上述方法包括：
对PUCCH上的接收信号Yns，m，k进行解扩频处理，得到上述接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
从上述解扩频信号Sns，m，k中提取出每个时隙每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
根据上述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；
根据上述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算上述PUCCH的噪声干扰功率Pn；
计算上述各UE的信号功率P与上述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；
其中，ns表示时隙序号，ns＝0，1；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；Ncs表示系统分配给上述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0，1，...，11；中的i＝0，1，...，Ndns-1，Ndns表示PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0，1，...，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数。
优选地，上述对PUCCH上的接收信号Yns，m，k进行解扩频处理，得到上述接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k步骤具体为：
对PUCCH上的接收信号Yns，m，k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘；
对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点离散傅里叶变换(DiscreteFourier Transform，DFT)，得到上述接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k。
优选地，上述UE的码道信息包括系统分配给上述UE的循环移位值Ncs0，ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x，以及ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y，其中，上述Ncs0∈Ncs。
优选地，上述根据数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P步骤具体为：
根据当前UE的循环移位值Ncs0，从上述数据部分的接收信号中获取上述UE的数据部分的接收信号
对上述接收信号与上述UE的数据部分的正交序列Wdns，x的共轭进行相乘并求和；
对上述求和得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns；
根据上述循环移位值Ncs0，从上述导频信号部分的接收信号中获取上述UE的导频信号部分的接收信号
对上述接收信号与上述UE的导频信号部分的正交序列Wrns，y的共轭进行相乘并求和；
对上述求和得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns；
对上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns进行平均，得到上述UE的信号功率P。
优选地，上述噪声干扰码道为上述循环移位值Ncs与系统分配的正交序列Wd3＝[1，1，-1，-1]定义的码道。
优选地，当上述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，上述PUCCH的噪声干扰功率Pn通过如下方法计算：
对于所有的噪声干扰码道，对上述数据部分的接收信号与上述正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
对求和得到的结果进行模平方运算；
对模平方运算得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
优选地，当上述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，上述PUCCH的噪声干扰功率Pn通过如下方法计算：
对于所有噪声干扰码道，从上述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号与上述正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
对求和得到的结果进行模平方运算；
对模平方运算得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
优选地，若上述系统有2根以上的接收天线，则上述计算各UE的信号功率P与上述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比步骤具体为：
对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；
对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；
计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
优选地，上述合并为最大比合并、等增益合并或选择性合并。
优选地，
当上述PUCCH为正常的普通前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当上述PUCCH为截短的普通前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x在ns＝0时，为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；在ns＝1时，为Wd0＝[1，1，1]、Wd1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wd2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y在ns＝0和ns＝1时，均为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当上述PUCCH为扩展前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y为Wr0＝[1，1]、Wr1＝[1，-1]中的一个。
本发明进一步提供了一种PUCCH的信噪比测量装置，包括接收信号处理模块，提取模块、信号功率计算模块、噪声干扰功率计算模块以及信噪比计算模块，
上述接收信号处理模块，用于对PUCCH上的接收信号Yns，m，k进行解扩频处理，得到上述接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
上述提取模块，用于从上述解扩频信号Sns，m，k中提取出每个时隙每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
上述信号功率计算模块，用于根据上述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；
上述噪声干扰功率计算模块，用于根据上述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算上述PUCCH的噪声干扰功率Pn；
上述信噪比计算模块，用于计算上述各UE的信号功率P与上述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；
上述ns表示时隙序号，ns＝0，1；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；Ncs表示系统分配上述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0，1，...，11；中的i＝0，1，...，Ndns-1，Ndns表示PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0，1，...，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数。
优选地，
上述信号功率计算模块，包括获取子模块，第一相乘及求和子模块，第一模平方运算子模块以及第一平均子模块；
上述获取子模块，用于根据系统分配给UE的循环移位值Ncs0，从上述数据部分的接收信号中获取上述UE的数据部分的接收信号或者从上述导频信号部分的接收信号中获取上述UE的导频信号部分的接收信号
上述第一相乘及求和子模块，用于对上述接收信号与系统分配给上述UE的数据部分的正交序列Wdns，x的共轭进行相乘并求和；或者对上述接收信号与系统分配给上述UE的导频信号部分的正交序列Wrns，y的共轭进行相乘并求和；
上述第一模平方运算子模块，用于对上述第一相乘及求和子模块得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns以及每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns；
上述第一平均子模块，用于对上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns进行平均，得到上述UE的信号功率P。
优选地，
上述噪声干扰功率计算模块，包括第二相乘及求和子模块，第二模平方运算子模块以及第二平均子模块；
上述第二相乘及求和子模块，用于在上述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，对上述数据部分的接收信号与系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；或者在上述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，从上述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号再与上述系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
上述第二模平方运算子模块，用于对上述第二相乘及求和子模块得到的结果进行模平方运算；
上述第二平均子模块，用于对上述第二模平方运算子模块得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
优选地，
上述接收信号处理模块，用于对PUCCH上的接收信号Yns，m，k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘，并对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点DFT，得到上述接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
上述信噪比计算模块，用于在系统有2根以上的天线时，对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；以及计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
本发明根据LTE系统的PUCCH的特点，在格式为1、1a和1b的PUCCH上，通过每个UE的数据部分和导频部分来共同计算信号功率，提高了UE信号功率测量的准确性；通过正交序列Wd3增加的噪声干扰码道来计算噪声干扰功率，提高了噪声干扰功率测量的准确性；从而使得测量获得的UE的信噪比的准确性大大提高，解决了现有技术中信噪比估计不准，系统性能不佳的问题。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是本发明PUCCH的信噪比测量方法优选实施例的流程图；
图2是本发明PUCCH的信噪比测量装置优选实施例的原理框图。
具体实施方式
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明适用于PUCCH格式为1、1a、1b的情况。
本发明中，一个PUCCH的时频资源是一个RB，包括两个时隙。对于普通前缀的PUCCH，一个RB包括时域14个符号，每个符号包括12个子载波；对于扩展前缀的PUCCH，一个RB包括时域12个符号，每个符号12个子载波。
对于PUCCH为普通前缀且格式为1、1a和1b，可以采用12个循环移位值和3个正交序列，总共36个码道来区分不同的用户，因此在1个RB上可以支持最多36个UE的消息传输。
对于PUCCH为扩展前缀且格式为1、1a和1b，可以采用12个循环移位值和2个正交序列，总共24个码道来区分不同的用户，因此在1个RB上可以支持最多24个UE的消息传输。
上述正交序列的选取，有以下几种情况：
对于正常的普通前缀的PUCCH，每个时隙有四个数据符号和三个导频符号，正交序列包括数据部分的三个正交序列和导频信号部分的三个正交序列，数据部分的三个正交序列分别为：Wd0＝[1，1，1，1]、Wd2＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]；导频信号部分的三个正交序列分别为：Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]。
对于截短的普通前缀的PUCCH，其第一个时隙有四个数据符号和三个导频符号，该时隙的数据部分的三个正交序列分别为：Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]，该时隙下的导频信号部分的三个正交序列分别为：Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]；第二个时隙有三个数据符号和三个导频符号，该时隙的数据部分和导频信号部分正交序列相同，为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4 π/3，ej2π/3]。
对于扩展前缀的PUCCH，每个时隙有四个数据符号和两个导频符号，正交序列包括数据部分的三个正交序列和导频信号部分的两个正交序列，数据部分的三个正交序列分别为：Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]，导频信号部分的两个正交序列分别为：Wr0＝[1，1]、Wr1＝[1，-1]。
系统从上述循环移位值以及正交序列中，为不同的UE分配相应的循环移位值及数据部分的正交序列和导频信号部分的正交序列，并为PUCCH分配一与上述数据部分的三个正交序列军正交的正交序列Wd3＝[1，1，-1，-1]。
如图1所示，是本发明PUCCH的信噪比测量方法优选实施例的流程图，本实施例假设系统只有1根接收天线，包括以下步骤：
步骤S100：对PUCCH上的接收信号Yns，m，k进行解扩频处理，得到接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
本步骤具体为：对PUCCH上的接收信号Yns，m，k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘，并对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点DFT，得到接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
本步骤中，ns表示时隙序号，ns＝0，1；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数，PUCCH前缀不同，m的具体取值为：
当PUCCH为正常的普通前缀的PUCCH时，因其每个时隙包括四个数据符号和三个导频符号，即PUCCH的ns时隙的数据符号的个数为Ndns＝4，ns时隙的导频符号的个数为Nrns＝3，故ns时隙(ns＝0，1)的符号索引m为0～6之间的整数，其中，0、1、5、6为数据符号的符号索引，2、3、4为导频符号的符号索引。
当PUCCH为截短的普通前缀的PUCCH时，因其0时隙有四个数据符号和三个导频符号，1时隙有三个数据符号和三个导频符号，即PUCCH的0时隙的数据符号的个数为Nd0＝4，0时隙的导频符号的个数为Nr0＝3，PUCCH的1时隙的数据符号的个数为Nd1＝3，1时隙的导频符号的个数为Nr1＝3，故符号索引m，在0时隙时为0～6之间的整数，其中，0、1、5、6为0时隙数据符号的符号索引，2、3、4为0时隙导频符号的符号索引；在1时隙时为0～5之间的整数，其中，0、1、5为1时隙数据符号的符号索引，2、3、4为1时隙导频符号的符号索引；
当PUCCH为扩展前缀的PUCCH时，因其每个时隙包括四个数据符号和两个导频符号，即PUCCH的ns时隙的数据符号的个数为Ndns＝4，ns时隙的导频符号的个数为Nrns＝2，故ns时隙(ns＝0，1)的符号索引m为0～5之间的整数，其中，0、1、4、5为数据符号的符号索引，2、3为导频符号的符号索引。
步骤S200：从步骤S100得到的解扩频信号Sns，m，k中提取出每个时隙中每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
本步骤中，Ncs表示系统分配给上述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0，1，...，11，也就是说，PUCCH有12个循环移位值；中的i＝0，1，...，Ndns-1，Ndns表示PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0，1，...，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数；
步骤S300：根据上述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；
上述UE的码道信息包括系统分配给上述UE的循环移位值Ncs0，ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x，以及ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y。
当上述PUCCH为正常的普通前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当上述PUCCH为截短的普通前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x在ns＝0时，为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；在ns＝1时，为Wr0＝[1，1，1]、Wr2＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2/π3]；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y在ns＝0和ns＝1时，均为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当上述PUCCH为扩展前缀的PUCCH时，上述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns，x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；上述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns，y为Wr0＝[1，1]、Wr1＝[1，-1]中的一个。
本步骤具体包括以下步骤：
S301：根据当前UE的循环移位值Ncs0，从上述数据部分的接收信号中获取上述UE的数据部分的接收信号
其中，当前UE的循环移位值Ncs0∈Ncs；ns＝0，1；i＝0，1，...，Ndns-1；
S302：在ns时隙，对上述接收信号与上述UE的数据部分的正交序列Wdns，x的共轭进行相乘并求和；
本步骤中，ns＝0，1；i＝0，1，...，Ndns-1；
S303：对上述求和得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns；
步骤S302-S303即为：
上式中，Wdns，x，i表示上述UE的数据部分的正交序列Wdns，x的第i个元素，i＝0，1，...，Ndns-1；conj()表示共轭运算；|·|2表示模平方运算。
S304：根据上述循环移位值Ncs0，从上述导频信号部分的接收信号中获取上述UE的导频信号部分的接收信号S305：对上述接收信号与上述UE的导频信号部分的正交序列Wrns，y的共轭进行相乘并求和；
S306：对上述求和得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns；
步骤S305-S306即为：
上式中，Wrnsy，i表示上述UE的导频信号部分的正交序列Wrns，y的第i个元素，i＝0，1，...，Nrns-1；conj()表示共轭运算；|·|2表示模平方运算。
S307：对上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns进行平均，得到上述UE的信号功率P；
本步骤即为：
上述PUCCH上承载了多少个UE，则执行多少次步骤S301-S307，即可得到每个UE的信号功率P。
步骤S400：根据上述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算上述PUCCH的噪声干扰功率Pn；
上述噪声干扰码道为上述循环移位值Ncs与系统分配的正交序列Wd3＝[1，1，-1，-1]定义的码道。
当上述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，本步骤具体包括：
S401：对于所有的噪声干扰码道，对上述数据部分的接收信号与上述正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
S402：对求和得到的结果进行模平方运算；
S403：对模平方运算得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
步骤S401-S404即为：
式中，Wd3，i表示正交序列Wd3的第i个元素；
当上述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，本步骤具体包括：
S401’：对于所有噪声干扰码道，从上述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号与上述正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
S402’：对求和得到的结果进行模平方运算；
S403’：对模平方运算得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
步骤S500：计算上述各UE的信号功率P与上述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
在其他实施例中，若系统有2根以上的接收天线，则步骤S500具体为：
S501：对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；
S502：对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；
步骤S501和S502中的合并为最大比合并、等增益合并或选择性合并。
S503：计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
在PUCCH格式1、1a和1b上获得每个UE的信噪比之后，就可以进行相应上行控制信息检测，确定是否是DTX，并做出合适的响应。同时，也可以利用测量的信噪比，对每个UE进行功率控制，在获得预期性能的前提下降低UE发射功率，以达到省电的效果。
如图2所示，是本发明PUCCH的信噪比测量装置优选实施例的原理框图，在本实施例中，PUCCH的信噪比测量装置包括接收信号处理模块10，提取模块20、信号功率计算模块30、噪声干扰功率计算模块40以及信噪比计算模块50，其中，
接收信号处理模块10，用于对PUCCH上的接收信号Yns，m，k进行解扩频处理，具体为：对PUCCH上的接收信号Yns，m，k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘，并对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点DFT，得到接收信号Yns，m，k的解扩频信号Sns，m，k；
提取模块20，用于从上述解扩频信号Sns，m，k中提取出每个时隙每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
信号功率计算模块30，用于根据上述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；信号功率计算模块30包括获取子模块31，第一相乘及求和子模块32，第一模平方运算子模块33以及第一平均子模块34；
获取子模块31，用于根据系统分配给UE的循环移位值Ncs0，从上述数据部分的接收信号中获取上述UE的数据部分的接收信号或者从上述导频信号部分的接收信号中获取上述UE的导频信号部分的接收信号
第一相乘及求和子模块32，用于对上述接收信号与系统分配给上述UE的数据部分的正交序列Wdns，x的共轭进行相乘并求和；或者对上述接收信号与系统分配给上述UE的导频信号部分的正交序列Wrns，y的共轭进行相乘并求和；
第一模平方运算子模块33，用于对上述第一相乘及求和子模块32得到的结果进行模平方运算，得到上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns以及每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns；
第一平均子模块34，用于对上述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0，ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0，ns进行平均，得到上述UE的信号功率P；
噪声干扰功率计算模块40，用于根据上述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算上述PUCCH的噪声干扰功率Pn；噪声干扰功率计算模块40，包括第二相乘及求和子模块41，第二模平方运算子模块42以及第二平均子模块43；
第二相乘及求和子模块41，用于在上述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，对上述数据部分的接收信号与系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；或者在上述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，从上述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号再与上述系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
第二模平方运算子模块42，用于对上述第二相乘及求和子模块41得到的结果进行模平方运算；
第二平均子模块43，用于对上述第二模平方运算子模块42得到的结果进行平均，得到上述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
信噪比计算模块50，用于计算上述各UE的信号功率P与上述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；还用于在系统有2根以上的天线时，对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；以及计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
上述ns表示时隙序号，ns＝0，1；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；Ncs表示系统分配给上述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0，1，...，11；中的i＝0，1，...，Ndns-1，Ndns表示上述PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0，1，...，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数。
本发明根据LTE系统的PUCCH特点，在PUCCH格式1、1a和1b上，通过每个UE的数据部分和导频信号部分来共同计算该UE的信号功率，提供了UE信号功率测量的准确性，通过引入正交序列Wd3增加的多个噪声干扰码道来计算噪声干扰功率，提高了噪声干扰功率测量的准确性，因而测量获得UE信噪比的准确性大大提高，解决了现有技术存在的只利用数据部分来估计信号功率和只利用一个噪声干扰码道来估计噪声干扰功率而引起的信噪比估计不准的问题，以及现有技术存在的由于UE时偏的存在影响了噪声干扰功率的准确估计而引起的信噪比估计不准的问题，进而影响了对上行控制信息的正确检测，导致eNodeB对相应的上行控制信息无法做出正确响应，降低了系统性能。同时也会使得PUCCH的功率控制无法达到在获得预期检测性能的前提下降低UE发射功率，以达到省电功能的目的。
上述说明示出并描述了本发明的优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (14)

1.一种物理上行控制信道PUCCH的信噪比测量方法，所述方法适用于长期演进LTE系统中格式为1，1a，1b的PUCCH的信噪比测量，其特征在于，
对PUCCH上的接收信号Yns,m,k进行解扩频处理，得到所述接收信号Yns,m,k的解扩频信号Sns,m,k；
从所述解扩频信号Sns,m,k中提取出每个时隙每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
根据所述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；
根据所述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算所述PUCCH的噪声干扰功率Pn；
计算所述各UE的信号功率P与所述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；
其中，ns表示时隙序号，ns＝0,1；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；Ncs表示系统分配给所述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0,1,…，11；中的i＝0,1，…，Ndns-1，Ndns表示PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0,1，…，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对PUCCH上的接收信号Yns,m,k进行解扩频处理，得到所述接收信号Yns,m,k的解扩频信号Sns,m,k步骤具体为：
对PUCCH上的接收信号Yns,m,k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘；
对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点离散傅里叶变换DFT，得到所述接收信号Yns,m,k的解扩频信号Sns,m,k。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述UE的码道信息包括系统分配给所述UE的循环移位值Ncs0，ns时隙的数据部分的正交序列Wdns,x，以及ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns,y，其中，所述Ncs0∈Ncs。
4.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，所述根据数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P步骤具体为：
根据当前UE的循环移位值Ncs0，从所述数据部分的接收信号中获取所述UE的数据部分的接收信号
对所述接收信号与所述UE的数据部分的正交序列Wdns,x的共轭进行相乘并求和；
对所述求和得到的结果进行模平方运算，得到所述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0,ns；
根据所述循环移位值Ncs0，从所述导频信号部分的接收信号中获取所述UE的导频信号部分的接收信号
对所述接收信号与所述UE的导频信号部分的正交序列Wrns,y的共轭进行相乘并求和；
对所述求和得到的结果进行模平方运算，得到所述UE的每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0,ns；
对所述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0,ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0,ns进行平均，得到所述UE的信号功率P。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述噪声干扰码道为所述循环移位值Ncs与系统分配的正交序列Wd3＝[1,1,-1,-1]定义的码道。
6.根据权利要求1或5所述的方法，其特征在于，当所述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，所述PUCCH的噪声干扰功率Pn通过如下方法计算：
对于所有的噪声干扰码道，对所述数据部分的接收信号与正交序列Wd3＝[1,1,-1,-1]的共轭进行相乘并求和；
对求和得到的结果进行模平方运算；
对模平方运算得到的结果进行平均，得到所述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
7.根据权利要求1或5所述的方法，其特征在于，当所述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，所述PUCCH的噪声干扰功率Pn通过如下方法计算：
对于所有噪声干扰码道，从所述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号与正交序列Wd3＝[1,1,-1,-1]的共轭进行相乘并求和；
对求和得到的结果进行模平方运算；
对模平方运算得到的结果进行平均，得到所述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，若所述系统有2根以上的接收天线，则所述计算各UE的信号功率P与所述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比步骤具体为：
对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；
对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；
计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述合并为最大比合并、等增益合并或选择性合并。
10.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，
当所述PUCCH为正常的普通前缀的PUCCH时，所述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns,x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；所述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns,y为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当所述PUCCH为截短的普通前缀的PUCCH时，所述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns,x在ns＝0时，为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；在ns＝1时，为Wd0＝[1，1，1]、Wd1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wd2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]；所述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns,y在ns＝0和ns＝1时，均为Wr0＝[1，1，1]、Wr1＝[1，ej2π/3，ej4π/3]、Wr2＝[1，ej4π/3，ej2π/3]中的一个；
当所述PUCCH为扩展前缀的PUCCH时，所述ns时隙的数据部分的正交序列Wdns,x为Wd0＝[1，1，1，1]、Wd1＝[1，-1，1，-1]、Wd2＝[1，-1，-1，1]中的一个；所述ns时隙的导频信号部分的正交序列Wrns,y为Wr0＝[1，1]、Wr1＝[1，-1]中的一个。
11.一种PUCCH的信噪比测量装置，其特征在于，包括接收信号处理模块，提取模块、信号功率计算模块、噪声干扰功率计算模块以及信噪比计算模块，
所述接收信号处理模块，用于对PUCCH上的接收信号Yns,m,k进行解扩频处理，得到所述接收信号Yns,m,k的解扩频信号Sns,m,k；
所述提取模块，用于从所述解扩频信号Sns,m,k中提取出每个时隙每个循环移位值Ncs对应的数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号
所述信号功率计算模块，用于根据所述数据部分的接收信号和导频信号部分的接收信号以及各UE的码道信息，计算各UE的信号功率P；
所述噪声干扰功率计算模块，用于根据所述数据部分的接收信号和噪声干扰码道，计算所述PUCCH的噪声干扰功率Pn；
所述信噪比计算模块，用于计算所述各UE的信号功率P与所述PUCCH的噪声干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；
所述ns表示时隙序号，ns＝0,1；m表示PUCCH的符号的索引，m的取值范围为0-6或0-5之间的整数；k表示PUCCH的子载波的索引，k取值范围为0-11之间的整数；Ncs表示系统分配所述PUCCH的循环移位值，Ncs＝0,1,…，11；中的i＝0,1，…，Ndns-1，Ndns表示PUCCH的ns时隙的数据符号的个数；中的i＝0,1，…，Nrns-1，Nrns表示PUCCH的ns时隙的导频符号的个数。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述信号功率计算模块，包括获取子模块，第一相乘及求和子模块，第一模平方运算子模块以及第一平均子模块；
所述获取子模块，用于根据系统分配给UE的循环移位值Ncs0，从所述数据部分的接收信号中获取所述UE的数据部分的接收信号或者从所述导频信号部分的接收信号中获取所述UE的导频信号部分的接收信号
所述第一相乘及求和子模块，用于对所述接收信号与系统分配给所述UE的数据部分的正交序列Wdns,x的共轭进行相乘并求和；或者对所述接收信号与系统分配给所述UE的导频信号部分的正交序列Wrns,y的共轭进行相乘并求和；
所述第一模平方运算子模块，用于对所述第一相乘及求和子模块得到的结果进行模平方运算，得到所述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0,ns以及每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0,ns；
所述第一平均子模块，用于对所述UE的每个时隙数据部分的信号功率PdN0,ns和每个时隙导频信号部分的信号功率PrN0,ns进行平均，得到所述UE的信号功率P。
13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述噪声干扰功率计算模块，包括第二相乘及求和子模块，第二模平方运算子模块以及第二平均子模块；
所述第二相乘及求和子模块，用于在所述PUCCH为正常的普通前缀且格式为1、1a、1b或者为扩展前缀且格式为1、1a、1b时，对所述数据部分的接收信号与系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；或者在所述PUCCH为截断的普通前缀且格式为1、1a、1b时，从所述数据部分的接收信号中提取出0时隙的接收信号再与所述系统分配的正交序列Wd3的共轭进行相乘并求和；
所述第二模平方运算子模块，用于对所述第二相乘及求和子模块得到的结果进行模平方运算；
所述第二平均子模块，用于对所述第二模平方运算子模块得到的结果进行平均，得到所述PUCCH的噪声干扰功率Pn。
14.根据权利要求11-13任一项所述的装置，其特征在于，
所述接收信号处理模块，用于对PUCCH上的接收信号Yns,m,k中的每个符号，均与对应的参考信号序列的共轭进行相乘，并对相乘得到的结果按照每个时隙每个符号进行12点DFT，得到所述接收信号Yns,m,k的解扩频信号Sns,m,k；
所述信噪比计算模块，用于在系统有2根以上的天线时，对所有天线下得到的各UE的信号功率P进行合并；对所有天线下得到的PUCCH的干扰功率Pn进行合并；以及计算合并后的各UE的信号功率P与合并后的PUCCH的干扰功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
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