CN104467913A - 一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其步骤为：(1)计算扩频长码一个周期码元数量；(2)确定需要的多址长码数量；(3)确定所需选择高阶m序列发生器阶数；(4)基于本原多项式的扩频码序列生成；(5)具有平衡特性的码段搜索；(6)正交扩频码段配对选择；(7)将上述配对的扩频码段按照顺序分配给卫星星座星间链路网络接入节点，计算每个扩频码段对应的移位寄存器起始状态；(8)根据高阶m序列发生器本原多项式SSRG结构计算时分星间测量通信网络多址长码。本发明具有原理简单、流程规范、码组平衡与相关特性可控、工程实现从抽头数量和寄存器数量少、资源代价低等优点。

Description

一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法

技术领域

本发明主要涉及到卫星网络技术领域，特指一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法。

背景技术

卫星技术在国民经济中发挥着越来越突出的作用。随着技术的发展，对导航卫星精密定轨与时间同步和导航星座自主运行的要求越发迫切，催生了星间链路技术，并使之成为全球卫星导航系统的基本技术特征和技术制高点。通过星间链路将全球卫星星座(典型为walker星座)的每颗卫星组成网络，以实现星座自主运行的精密定轨和时间同步对星间观测和测量数据传输的需求。地面系统只需要和星座中的任意单颗卫星建立联系，就能实现对整个星座的运行管理控制，“一星通、整网通”的构想将成为可能。

全球卫星星座的星间链路组网是一类极为特殊复杂的卫星网络，全球卫星星座数量多，发射时间长、批次多，在组网过程中还可能因各种主客观原因偏离原有发射计划和星座构型，卫星功能复杂、精密度高。Walker全球星座的卫星本质上是对等的，星座星间链路网络具有典型的扁平化、无中心的特征，星座星间链路网络是一个具有较大数量对等节点的无线网络。以上特征要求星座星间链路体制对于构建星间网络要具有高度的灵活性和适应性。全球卫星星座星间链路系统既可能需要完成高精度测量，也要承载一定速率的通信功能。为完成自主测量和定轨，星间链路测量通信功能都有其特殊性。对于测量而言其测量不是单点对单点，而是在时间约束条件下的多点对多点测量；通信功能并不是完成常规网络所要求的点点连通，而是主要用来建立境内站-境内星-境外星联系。

全球卫星星座的星间链路系统多采用时分/码分多址(TDMA/CDMA)方式组网和接入，每个节点的接入采用时分多址(TDMA)按照事先分配的时隙与其他节点连接，各个节点采用不同的扩频码提高处理增益和降低互干扰，避免接入冲突，网络性能获得了提升。时分多址(TDMA)方式组网和接入采用时分双工(time-division duplex，TDD)通信体制，表现在对单条链路而言以TDD半双工方式对同一频点同一条链路的复用，对多条链路通过时分方式来实现与多颗卫星的测量通信。时分/码分多址(TDMA/CDMA)方式组网和接入可以突破频分/码分多址(FDMA/CDMA)技术的瓶颈限制，其上下行工作于同一频段，不需要大段的连续对称频段，系统频谱利用率高，可以灵活实现上下行不对称业务；在测量性能、系统容量、频谱利用率和抗干扰能力方面具有突出的优势。

采用时分/码分多址(TDMA/CDMA)方式组网和接入，TDD通信模式使得通信链路建立呈现出短时突发特性，需要针对全球卫星星座组网节点设计大量具有优异自相关与互相关特性的短时突发扩频码用于星间链路直接扩展频谱系统使用。对于直接扩展频谱系统而言，扩频码周期码越长，其相关特性越好，线谱功率越低，有利于提高干扰抑制能力，长周期的扩频码用于DLL环路能量累计可以有效改善测量精度和灵敏度。长周期扩频码在传统上多采用长短m序列阶段截断组合异或运算形成所需长度的扩频码序列，如GPS P码就通过多个序列截断组合异或形成长度1星期的扩频码，但采用该方法无法有效获得具有优良平衡特性和相关特性的码组，在选择多个序列发生器时方法选项组合多，性能评估难度大，难以有效和高效的完成扩频码组设计。从工程实现看，组合码设计方法无法获得优化的移位寄存器抽头数量，增加了FPGA实现的资源代价。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种原理简单、流程规范、码组平衡与相关特性可控、工程实现从抽头数量和寄存器数量少、资源代价低的一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其步骤为：

(1)、计算扩频长码一个周期码元数量：N＝fc*T；其中，每颗卫星时分星间链路所设定的扩频码速率为fc，扩频码周期为T；

(2)、确定需要的多址长码数量：K＝2*M，卫星星座星间链路网络接入节点数量为M；

(3)、确定所需选择高阶m序列发生器阶数；

(4)基于本原多项式的扩频码序列生成；

(5)、具有平衡特性的码段搜索：从上述扩频码序列中寻找两倍于要求，即2K组长度为N的满足0，1平衡特性的码序列；

(6)正交扩频码段配对选择：从2K组码序列中选择I、Q支路码序列，选择标准是计算两两之间的互相关特性，该互相关特性具有最接近三值互相关函数之一的特性；

(7)将上述配对的扩频码段按照顺序分配给卫星星座星间链路网络接入节点，计算每个扩频码段对应的移位寄存器起始状态X(t)；

(8)得到M对扩频码段序列及其起始长码发生器状态，根据高阶m序列发生器本原多项式SSRG结构计算时分星间测量通信网络多址长码。

作为本发明的进一步改进：所述步骤(3)中，高阶m序列发生器阶数计算方法为：n＝[log2(2*N*K)]，其中[.]表示四舍五入取整，由此确定选择n阶的m序列发生器。

作为本发明的进一步改进：所述步骤(5)中，搜索方法是从序列S起点逐码选择长度N满足0，1平衡特性码段X_i，满足平衡特性后保留该码段X_i，记录该码段的起始位置m，从该码段结尾处重新开始搜索，直至达到搜索2K组要求。

作为本发明的进一步改进：所述步骤(4)中的步骤为：

步骤1：获得本原多项式的系数；

步骤2：利用多项式系数表达为SSRG既约多项式形式；

步骤3：建立移位寄存器结构状态转移矩阵；

步骤4：选择寄存器状态初项；

步骤5：定义移位寄存器在t时刻状态向量；

步骤6：输出码序列Xn(t)；

步骤7：按照状态转移矩阵逻辑代数计算方法获得t+1时刻状态向量；

步骤8：输出码序列Xn(t+1)；

步骤9：输出码序列数量是否达到2ⁿ-1，若不满足条件则转步骤7，若满足条件则转步骤10；

步骤10：结束计算。

作为本发明的进一步改进：所述步骤(6)中的计算方法为：选择第一个搜索码段X_t，将码段X_t逐一与码段X₁到码段X_2K计算互相关特性，将所有互相关结果绝对值求和后平均，选择最接近于三值互相关函数之一的码段为X_j配对码段，定义I支路为X_t，Q支路为X_v，完成配对并从2K组码段列队中删除X_t和X_v。之后再选择X_t+1，重复上述过程直至获得M对准正交扩频码段。

作为本发明的进一步改进：所述步骤(7)中，具体计算方法是：记第i、i+1个码片时的长码发生器状态分别为X(i)与X(i+1)，T_s为状态转移矩阵，则有：

$X\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{41}\left(i\right)\\ x_{40}\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_1\left(i\right)\\ x_0\left(i\right)\end{array}\right]X(i+1)=\left[\begin{array}{c}{x}_n(i+1)\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ x_1(i+1)\\ x_0(i+1)\end{array}\right]T_s=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0\\ .& .& .& .& & .\\ .& .& .& .& ...& .\\ .& .& .& .& & .\\ 0& 0& 0& 0& ...& 1\\ c_n& ...& ...& ...& ...& c_0\end{array}\right]$

并且有如下的等式成立：

X(i+1)＝T_s·X(i)

其中c_k为生成高阶m序列发生器多项式中的各级系数，根据该码段的起始位置m与初项为[01010101…]的码片时间间隔，则可推算出每个扩频码段对应的长码发生器状态为：

$X(i+1)=T_s^m\·X\left(i\right)$

对m做如下分解：

$m=\underset{j=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j\·2^j$

则有：

$T_s^m=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{T}_s^{k_j\·2^j}.$

与现有技术相比，本发明的优点在于：

本发明的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，摒弃传统采用组合码设计的思路，直接选择采用设定抽头数量的高阶m序列发生器产生超长周期序列，从超长周期序列中截断选择要求周期，具有可控平衡特性和相关特性的码组作为时分星间测量通信网络多址长码；该长码生成方法具有流程规范，码组平衡与相关特性可控，工程实现从抽头数量和寄存器数量少，资源代价低等优点。

附图说明

图1是本发明的流程示意图。

图2是本发明中基于本原多项式的扩频码序列生成的流程示意图。

图3是本发明中具有平衡特性的码段搜索方法的流程示意图。

图4是本发明中准正交扩频码段配对选择的流程示意图。

具体实施方式

以下将结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。

假设每颗卫星时分星间链路所设定的扩频码速率为fc，扩频码周期为T，星间链路信号调制体制为QPSK，测量与通信分别占用I、Q支路，I、Q支路采用准正交的扩频码，如果为BPSK调制则最后设计完仅需要选择其中一个支路即可；卫星星座星间链路网络接入节点数量为M。

如图1所示，本发明的一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其步骤为：

(1)、计算扩频长码一个周期码元数量：N＝fc*T；

(2)、确定需要的多址长码数量：K＝2*M；

(3)、确定所需选择高阶m序列发生器阶数，考虑高阶m序列发生器形成超长序列长度需要具有一倍的选择余量，因此高阶m序列发生器阶数计算方法为：n＝[log2(2*N*K)]，其中[.]表示四舍五入取整，由此确定选择n阶的m序列发生器；

(4)、基于本原多项式的扩频码序列生成；

为了获得具有良好平衡特性的码序列，搜索有限域n上的本原多项式，按照下列方法计算可获得的本原多项式数量。对于阶数为n的m序列，包含的最长序列个数为：

$M_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\φ}(p^n-1)}{n}$

式中，φ表示欧拉函数，设有正整数m,n,s和素数p，则欧拉函数具有以下性质：

φ(p)＝p-1

$\mathrm{\φ}\left(p^s\right)=p^s(1-\frac{1}{p})$

φ(m,n)＝φ(m)·φ(n)，其中m,n的最大公约数为1；

$\mathrm{\φ}\left(m\right)=m(1-\frac{1}{p_1})(1-\frac{1}{p_2})...(1-\frac{1}{p_k}),m=p_1^{e_1}{p}_2^{e_2}...p_k^{e_k}$

在有限域R上的本原多项式构造可以采用经典逻辑代数方法，也可以借助相关计算工具进行搜索。搜索获得的本原多项式数量巨大，选择多项式系数项最少的本原多项式以减少FPGA实现的资源代价；

将选择的本原多项式用既约多项式SSRG形式表达为：

f(x)＝1+c₁x+c₂x²+c₃x³+…+c_n-1x^n-1+xⁿ

按照SSRG结构移位寄存器结构建立扩频码定义寄存器结构的状态向量为：

$X\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_n\left(t\right)\\ x_{n-1}\left(t\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_2\left(t\right)\\ x_1\left(t\right)\end{array}\right]X(t+1)\left[\begin{array}{c}{x}_n(t+1)\\ x_{n-1}(t+1)\\ .\\ .\\ .\\ x_2(t+1)\\ x_1(t+1)\end{array}\right]$

其中X(t)、X(t+1)为移位寄存器在t，t+1时刻的状态，输出为x_n(t)。状态转移矩阵为：

$T_S=\left[\begin{array}{ccccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& 0& 0\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ 0& 0& 0& 0& ...& & 1\\ 1& c_{n-1}& c_{n-2}& c_{n-3}& & c_2& c_1\end{array}\right]$

选择寄存器状态初项为[01010101…]，其中0，1合计长度为n，按照下面的状态转移方法产生高阶m序列发生器生成的扩频码S，长度为2ⁿ-1；

$X(t+1)=T_{s}X\left(t\right)\⇒\left[\begin{array}{c}{x}_n(t+1)\\ x_{n-1}(t+1)\\ .\\ .\\ .\\ x_2(t+1)\\ x_1(t+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& 0& 0\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ 0& 0& 0& 0& ...& & 1\\ 1& c_{n-1}& c_{n-2}& c_{n-3}& & c_2& c_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_n\left(t\right)\\ x_{n-1}\left(t\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_2\left(t\right)\\ x_1\left(t\right)\end{array}\right]$

(5)、具有平衡特性的码段搜索：从上述序列中寻找两倍于要求，即2K组长度为N的满足0，1平衡特性的码序列，搜索方法是从序列S起点逐码选择长度N满足0，1平衡特性码段X_i，满足平衡特性后保留该码段X_i，记录该码段的起始位置m，从该码段结尾处重新开始搜索，直至达到搜索2K组要求；

(6)、准正交扩频码段配对选择：从2K组码序列中选择I、Q支路码序列，选择标准是计算两两之间的互相关特性，该互相关特性具有最接近三值互相关函数之一的特性：

$R_{x,y}\left(s\right)=\{\frac{-1}{N},\frac{-1-2\sqrt{N}}{N},\frac{-1+2\sqrt{N}}{N}\}$

计算方法是选择第一个搜索码段X_t，将码段X_t逐一与码段X₁到码段X_2K计算互相关特性，将所有互相关结果绝对值求和后平均，选择最接近于三值互相关函数之一的码段为X_j配对码段，定义I支路为X_t，Q支路为X_v，完成配对并从2K组码段列队中删除X_t和X_v。之后再选择X_t+1，重复上述过程直至获得M对准正交扩频码段；

(7)、将上述配对的扩频码段按照顺序分配给卫星星座星间链路网络接入节点，计算每个扩频码段对应的移位寄存器起始状态X(t)。具体计算方法是：记第i、i+1个码片时的长码发生器状态分别为X(i)与X(i+1)，T_s为状态转移矩阵，则有：

$X\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{41}\left(i\right)\\ x_{40}\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_1\left(i\right)\\ x_0\left(i\right)\end{array}\right]X(i+1)=\left[\begin{array}{c}{x}_n(i+1)\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ x_1(i+1)\\ x_0(i+1)\end{array}\right]T_s=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0\\ .& .& .& .& & .\\ .& .& .& .& ...& .\\ .& .& .& .& & .\\ 0& 0& 0& 0& ...& 1\\ c_n& ...& ...& ...& ...& c_0\end{array}\right]$

并且有如下的等式成立：

X(i+1)＝T_s·X(i)

其中c_k为生成高阶m序列发生器多项式中的各级系数，根据该码段的起始位置m与初项为[01010101…]的码片时间间隔，则可推算出每个扩频码段对应的长码发生器状态为：

$X(i+1)=T_s^m\·X\left(i\right)$

如果直接计算，运算量将非常巨大，尤其在m值较大时。可对m做如下分解：

$m=\underset{j=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j\·2^j$

则有：

$T_s^m=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{T}_s^{k_j\·2^j}$

从而较大程度的减小运算量。

(8)、得到M对扩频码段序列及其起始长码发生器状态，就可以根据高阶m序列发生器本原多项式SSRG结构计算时分星间测量通信网络多址长码。

如图2所示，为上述过程的步骤(4)中基于本原多项式的扩频码序列生成的流程图，其具体步骤为：

步骤1：获得本原多项式的系数；

步骤2：利用多项式系数表达为SSRG既约多项式形式；

步骤3：建立移位寄存器结构状态转移矩阵；

步骤4：选择寄存器状态初项；

步骤5：定义移位寄存器在t时刻状态向量；

步骤6：输出码序列Xn(t)；

步骤7：按照状态转移矩阵逻辑代数计算方法获得t+1时刻状态向量；

步骤8：输出码序列Xn(t+1)；

步骤9：输出码序列数量是否达到2ⁿ-1，若不满足条件则转步骤7，若满足条件则转步骤10；

步骤10：结束计算。

如图3所示，为上述过程的步骤(5)中所采用具有平衡特性的码段搜索方法的流程图，其具体步骤为：

步骤1：定义搜索起点t＝1；

步骤2：从长序列S的位置t开始截取长度为N的码段；

步骤3：计算该码段0，1数量是否相等，若不满足条件则转步骤4，若满足条件则转步骤5；

步骤4：t＝t+1，跳转步骤2；

步骤5：该平衡码段定义为Xi；

步骤6：记录该码段的起始位置m；

步骤7：t＝t+N+1；

步骤8：平衡码段数量＝2K，若不满足条件则转步骤2，若满足条件则转步骤9；

步骤9：结束计算。

如图4所示，为上述过程的步骤(6)中所采用准正交扩频码段配对选择的流程图，其具体步骤为：

步骤1：t＝1；

步骤2：选择平衡码段Xt；

步骤3：v＝1；

步骤4：计算Xt与Xv的互相关函数Rtv(k)；

步骤5：计算互相关函数均值；

步骤6：Atv(v)＝sum[abs(Rtv(k))]；

步骤7：v＝v+1；

步骤8：v>2K，若不满足条件则转步骤4，若满足条件则转步骤9；

步骤9：选择最小的Atv(v)；

步骤10：形成平衡码段Xt与Xv的配对关系；

步骤11：I支路选择码段Xt，Q支路选择码段Xv；

步骤12：从2K组码段列队中删除Xt和Xv；

步骤13：t＝t+1；

步骤14：t>M，若不满足条件则转步骤2，若满足条件则转步骤15；

步骤15：结束计算。

在一个具体应用实例中，本发明方法的详细流程为：

步骤1：确定每颗卫星所需1秒长度扩频码，码速率为10.23MHz，码长1秒，所需接入节点伪64个，所需设计I、Q支路合计码组需要128组；

步骤2：确定扩频长码一个周期码元数量为N＝10230000；

步骤3：确定需要设计的多址长码数量K＝256；

步骤4：确定所需选择高阶m序列发生器阶数为n＝[log2(2*N*K)]＝32；

步骤5：然后开始搜索有限域n上的本原多项式，通过逻辑和布尔代数学公知的计算方法或通过典型计算工具(如互联网址http://wims.unice.fr/wims提供的计算工具)可以计算得知在F2域上总共有67108864个32次本原多项式。可择优选择多项式系数数量最少(3个)的本原多项式以减少FPGA实现的资源代价，经过计算可选择多项式表达式为x³²+x⁹+x⁵+x³+1的本原多项式作为长码产生的基础多项式。

步骤6：将选择的本原多项式用既约多项式SSRG形式表达为

f(x)＝1+x³+x⁵+x⁹+x³²

按照SSRG结构移位寄存器结构建立扩频码定义寄存器结构状态转移矩阵为

$T_S=\left[\begin{array}{ccccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& 0& 0\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ 0& 0& 0& 0& ...& & 1\\ 1& c_{n-1}& c_{n-2}& c_{n-3}& & c_2& c_1\end{array}\right]$

其中c₃,c₅,c₉为1，其余均为0。

建立移位寄存器在t，t+1时刻的状态X(t)、X(t+1)，其中t时刻输出为x_n(t)的状态向量为

$X\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_n\left(t\right)\\ x_{n-1}\left(t\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_2\left(t\right)\\ x_1\left(t\right)\end{array}\right]X(t+1)\left[\begin{array}{c}{x}_n(t+1)\\ x_{n-1}(t+1)\\ .\\ .\\ .\\ x_2(t+1)\\ x_1(t+1)\end{array}\right]$

步骤7：设置寄存器状态初项X(t)为[01010101…]，其中0，1合计长度为32，按照下面的状态转移方法产生高阶m序列发生器生成的扩频码S，长度为2³²-1；

$X(t+1)=T_{s}X\left(t\right)\⇒\left[\begin{array}{c}{x}_n(t+1)\\ x_{n-1}(t+1)\\ .\\ .\\ .\\ x_2(t+1)\\ x_1(t+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& 0& 0\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ .& .& .& .& & .& .\\ 0& 0& 0& 0& ...& & 1\\ 1& c_{n-1}& c_{n-2}& c_{n-3}& & c_2& c_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_n\left(t\right)\\ x_{n-1}\left(t\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_2\left(t\right)\\ x_1\left(t\right)\end{array}\right]$

步骤8：从上述序列中寻找两倍于要求，即256组长度为N＝10230000的满足0，1平衡特性的码序列，搜索方法是从序列S起点逐码选择长度10230000满足0，1平衡特性码段X_i，满足平衡特性后保留该码段X_i，记录该码段的起始位置m，从该码段结尾处重新开始搜索，直至达到搜索2K组要求；

步骤9：从256组码序列中选择I、Q支路码序列，选择标准是计算两两之间的互相关特性，该互相关特性具有最接近三值互相关函数之一的特性：

$R_{x,y}\left(s\right)=\{\frac{-1}{N},\frac{-1-2\sqrt{N}}{N},\frac{-1+2\sqrt{N}}{N}\}$

计算方法是选择第一个搜索码段X_t，将码段X_t逐一与码段X₁到码段X_2K计算互相关特性，将所有互相关结果绝对值求和后平均，选择最接近于三值互相关函数之一的码段为X_j配对码段，定义I支路为X_t，Q支路为X_v，完成配对并从2K组码段列队中删除X_t和X_v。之后再选择X_t+1，重复上述过程直至获得M对准正交扩频码段；

步骤10：将上述配对的扩频码段按照顺序分配给卫星星座星间链路网络接入节点，计算每个扩频码段对应的移位寄存器起始状态X(t)。具体计算方法是记第i、i+1个码片时的长码发生器状态分别为X(i)与X(i+1)，T_s为状态转移矩阵，则有：

$X\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{41}\left(i\right)\\ x_{40}\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_1\left(i\right)\\ x_0\left(i\right)\end{array}\right]X(i+1)=\left[\begin{array}{c}{x}_n(i+1)\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ x_1(i+1)\\ x_0(i+1)\end{array}\right]T_s=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0\\ .& .& .& .& & .\\ .& .& .& .& ...& .\\ .& .& .& .& & .\\ 0& 0& 0& 0& ...& 1\\ c_n& ...& ...& ...& ...& c_0\end{array}\right]$

并且有如下的等式成立：

X(i+1)＝T_s·X(i)

其中c_k为生成高阶m序列发生器多项式中的各级系数，根据该码段的起始位置m与初项为[01010101…]的码片时间间隔，则可推算出每个扩频码段对应的长码发生器状态为：

$X(i+1)=T_s^m\·X\left(i\right)$

如果直接计算，运算量将非常巨大，尤其在m值较大时。可对m做如下分解：

$m=\underset{j=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j\·2^j$

则有：

$T_s^m=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{T}_s^{k_j\·2^j}$

从而较大程度的减小运算量。

步骤11：得到M对扩频码段序列及其起始长码发生器状态，就可以根据高阶m序列发生器本原多项式SSRG结构计算时分星间测量通信网络多址长码；

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，其步骤为：

(1)、计算扩频长码一个周期码元数量：N＝fc*T；其中，每颗卫星时分星间链路所设定的扩频码速率为fc，扩频码周期为T；

(2)、确定需要的多址长码数量：K＝2*M，卫星星座星间链路网络接入节点数量为M；

(3)、确定所需选择高阶m序列发生器阶数；

(4)基于本原多项式的扩频码序列生成；

(5)、具有平衡特性的码段搜索：从上述扩频码序列中寻找两倍于要求，即2K组长度为N的满足0，1平衡特性的码序列；

(6)正交扩频码段配对选择：从2K组码序列中选择I、Q支路码序列，选择标准是计算两两之间的互相关特性，该互相关特性具有最接近三值互相关函数之一的特性；

(7)将上述配对的扩频码段按照顺序分配给卫星星座星间链路网络接入节点，计算每个扩频码段对应的移位寄存器起始状态X(t)；

(8)得到M对扩频码段序列及其起始长码发生器状态，根据高阶m序列发生器本原多项式SSRG结构计算时分星间测量通信网络多址长码。

2.根据权利要求1所述的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，所述步骤(3)中，高阶m序列发生器阶数计算方法为：n＝[log2(2*N*K)]，其中[.]表示四舍五入取整，由此确定选择n阶的m序列发生器。

3.根据权利要求1所述的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，所述步骤(5)中，搜索方法是从序列S起点逐码选择长度N满足0，1平衡特性码段X_i，满足平衡特性后保留该码段X_i，记录该码段的起始位置m，从该码段结尾处重新开始搜索，直至达到搜索2K组要求。

4.根据权利要求1所述的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，所述步骤(4)中的步骤为：

步骤1：获得本原多项式的系数；

步骤2：利用多项式系数表达为SSRG既约多项式形式；

步骤3：建立移位寄存器结构状态转移矩阵；

步骤4：选择寄存器状态初项；

步骤5：定义移位寄存器在t时刻状态向量；

步骤6：输出码序列Xn(t)；

步骤7：按照状态转移矩阵逻辑代数计算方法获得t+1时刻状态向量；

步骤8：输出码序列Xn(t+1)；

步骤9：输出码序列数量是否达到2ⁿ-1，若不满足条件则转步骤7，若满足条件则转步骤10；

步骤10：结束计算。

5.根据权利要求1所述的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，所述步骤(6)中的计算方法为：选择第一个搜索码段X_t，将码段X_t逐一与码段X₁到码段X_2K计算互相关特性，将所有互相关结果绝对值求和后平均，选择最接近于三值互相关函数之一的码段为X_j配对码段，定义I支路为X_t，Q支路为X_v，完成配对并从2K组码段列队中删除X_t和X_v。之后再选择X_t+1，重复上述过程直至获得M对准正交扩频码段。

6.根据权利要求1所述的时分星间测量通信网络多址长码的生成方法，其特征在于，所述步骤(7)中，具体计算方法是：记第i、i+1个码片时的长码发生器状态分别为X(i)与X(i+1)，T_s为状态转移矩阵，则有：

$X\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{41}\left(i\right)\\ x_{40}\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_1\left(i\right)\\ x_0\left(i\right)\end{array}\right]$ $X(i+1)=\left[\begin{array}{c}{x}_n(i+1)\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ x_1(i+1)\\ x_0(i+1)\end{array}\right]$ $T_s=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 0& ...& 0\\ .& .& .& .& & .\\ .& .& .& .& ...& .\\ .& .& .& .& & .\\ 0& 0& 0& 0& ...& 1\\ c_n& ...& ...& ...& ...& c_0\end{array}\right]$

并且有如下的等式成立：

X(i+1)＝T_s·X(i)

其中c_k为生成高阶m序列发生器多项式中的各级系数，根据该码段的起始位置m与初项为[01010101…]的码片时间间隔，则可推算出每个扩频码段对应的长码发生器状态为：

$X(i+1)=T_s^m\·X\left(i\right)$

对m做如下分解：

$m=\underset{j=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j\·2^j$

则有：

$T_s^m=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{T}_s^{k_j\·2^j}.$