CN104467405A - 电荷泵电路和存储器 - Google Patents

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CN104467405A CN201410857354.8A CN201410857354A CN104467405A CN 104467405 A CN104467405 A CN 104467405A CN 201410857354 A CN201410857354 A CN 201410857354A CN 104467405 A CN104467405 A CN 104467405A
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Abstract

一种电荷泵电路和存储器。所述电荷泵电路包括：时钟驱动单元，当接收到第一控制电平时，其停止工作；否则，输出驱动电压；升压单元，根据驱动电压进行升压处理输出升压电压；分压单元，当所述升压电压从最大值向最小值变化时，电容分压子单元对所述升压电压进行分压输出分压电压；否则，非电容分压子单元对升压电压进行分压输出分压电压；比较单元，其至升压单元的输入端的路径存在路径延迟，当升压电压从初始电压达到目标电压之后，升压电压与分压电压均呈周期振荡变化，当分压电压从最大值向最小值变化时，比较单元输出第一控制电平；否则，输出第二控制电平。本发明可有效减小电荷泵电路的功率。

Description

电荷泵电路和存储器
技术领域
本发明涉及半导体存储器技术领域，尤其涉及一种电荷泵电路和存储器。
背景技术
近年来，在半导体存储器迅速发展的过程中，由于DRAM、EFPROM、FLASH等先进存储器具有高密度、低功耗和低价格的优点，其已经成为了计算机、移动通信终端中普遍采用的存储装置。半导体存储器中，电荷泵电路是提供高压的电路模块，存储系统利用电荷泵电路输出的高幅值编程电压降数据信息写进存储模块中。
图1示出了现有技术中电荷泵电路的一种结构示意图。所述电荷泵电路包括：时钟驱动单元11、升压单元12、分压单元13和比较单元14，其中：电荷泵电路启动中，升压单元12输出升压电压V10；分压单元13对所述升压电压V10进行分压，输出分压电压V20至比较单元14；比较单元14对所述分压电压V20和一个预先设置的基准电压Vref进行比较，输出控制电平至时钟驱动单元11；时钟驱动单元11根据控制电平输出驱动电压，控制升压单元12的升压动作。所述分压单元13包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1的一端连接升压单元11，第一电阻R1的另一端、第二电阻R2的一端以及比较单元14的一个输入端连接在一起，第二电阻R2的第二端接地。此外，在升压单元11的输出端还等效连接有负载电容C负载和负载电流源I负载。
具体地，如果分压单元13输出的分压电压小于基准电压，则比较单元14输出的控制电平使时钟驱动单元11输出的驱动电压为周期性振荡信号，所述周期性振荡信号使升压单元12持续升压；如果分压单元13输出的分压电压大于基准电压，则比较单元14输出的控制电平使时钟驱动单元11输出的驱动电压为无效驱动信号，所述无效驱动信号使升压单元12停止升压。
图2是图1现有电荷泵电路的信号时序图，其中的横轴为时间，纵轴为升压电压的电压值。在初始升压阶段201，升压单元输出的升压电压未超过目标电压V0时(目标电压V0是指可以驱动电荷泵电路负载工作的电压)，电荷泵电路持续进行升压动作，但是当升压单元输出的升压电压超过目标电压V0后，理论上，时钟驱动单元应停止振荡，输出无效驱动信号。
然而，在实际电路中，比较单元至升压单元的输入端的路径存在路径延迟，在升压电压超过目标电压V0后，由于所述路径延迟，时钟驱动单元输出端仍会维持一段时间的周期振荡信号；暂时存在的周期振荡信号控制升压单元继续工作，短时间内升压电压仍然继续上升，直至达到升压电压最大值V1。因此，升压单元输出的升压电压会超过目标电压V0一定幅值，产生如图2中升压电压曲线后半段所示的过冲202(overshoot)。
时钟驱动单元停止振荡后，升压单元也不再继续升压动作，升压电压会由于负载对电荷泵电路输出电流的消耗而逐步降低；当升压电压降低到目标电压V0时，比较单元重新输出第一电平的控制电压，但由于路径延迟，所述第一电平的控制电压控制时钟驱动单元产生的驱动电压要经过一段时间的延迟后，才会由无效驱动信号转变为周期振荡信号，因此，升压电压仍由于负载消耗而继续降低，直至升压电压最小值V2；之后，时钟驱动单元才会重新开始振荡，并输出周期振荡信号，以控制升压单元重新进行升压动作。因此，电荷泵电路中升压单元输出的升压电压存在着一定幅度的周期性变化，即周期性的上升-下降-上升的电压变化过程。
在存储器待机(standby)状态下，部分电荷泵电路产生的目标电压(如：2.5V)需要建立好并一直存在。但为了维持该目标电压的存在需要消耗大量的功耗。具体地，待机状态下的工作电流主要包括时钟驱动单元11的电流、升压单元12的电流和比较单元14的电流之和，而升压单元12的电流又主要由负载电流I负载和分压单元13的电流决定，从而待机状态下电荷泵电路的功耗主要由时钟驱动单元11的功耗、比较单元14的功耗以及分压单元13的功耗决定。
现有技术中为了减小电荷泵电路的功率，可以通过控制信号CEB使得比较单元14和时钟驱动单元11分别具有慢速模式和快速模式，即当升压单元停止升压时，比较单元14和时钟驱动单元11均分别处于慢速模式，从而比较单元14和时钟驱动单元11均工作在低功耗慢速的工作状态下；当升压单元进行升压时，比较单元14和时钟驱动单元11均分别处于快速模式，从而比较单元14和时钟驱动单元11均工作在大功耗快速的工作状态下。
但是上述减小功率的方式仍然难以满足存储器待机状态下对电荷泵电路功率的要求。
发明内容
本发明解决的问题是提供一种电荷泵电路和存储器，可以有效减小电荷泵电路的功率。
为解决上述问题，本发明提供一种电荷泵电路，包括：
时钟驱动单元，当接收到第一控制电平时，所述时钟驱动单元停止工作；当接收到第二控制电平时，所述时钟驱动单元输出驱动电压；
升压单元，用于根据所述驱动电压进行升压处理，输出升压电压；
分压单元，包括电容分压子单元和非电容分压子单元，当所述升压电压从最大值向最小值变化时，所述电容分压子单元对所述升压电压进行分压，输出分压电压；当所述升压电压从最小值向最大值变化时，所述非电容分压子单元对所述升压电压进行分压，输出分压电压；
比较单元，用于将所述分压电压和基准电压进行比较，所述比较单元至所述升压单元的输入端的路径存在路径延迟，当所述升压电压从初始电压达到目标电压之后，所述升压电压与所述分压电压均呈周期振荡变化，当所述分压电压从最大值向最小值变化时，所述比较单元输出第一控制电平；当所述分压电压从最小值向最大值变化时，所述比较单元输出第二控制电平。
可选的，所述电容分压子单元的分压系数与所述非电容分压子单元的分压系数相同。
可选的，所述分压系数等于基准电压与目标电压的比值。
可选的，所述电荷泵电路还包括：反相器，其输入端连接所述比较单元的输出端，其输出端连接所述分压单元；所述分压单元还包括：第一开关和第二开关，其中：所述第一开关的第一端连接所述升压单元的输出端，所述第一开关的第二端连接所述非电容分压子单元，所述第一开关的第三端连接所述比较单元的输出端；所述第二开关的第二端连接所述比较单元的输入端以及所述电容分压子单元的分压点，所述第二开关的第一端连接所述非电容分压子单元的分压点，所述第二开关的第三端连接所述反相器的输出端。
可选的，所述第一开关为PMOS晶体管，所述第二开关为NMOS晶体管，所述第一控制电平为高电平，所述第二控制电平为低电平。
可选的，所述非电容分压子单元为电阻分压方式或晶体管分压方式。
可选的，所述非电容分压子单元为电阻分压方式，包括：第一电阻和第二电阻，其中：第一电阻的一端连接所述第一开关的第二端，所述第一电阻的另一端连接所述第二电阻的一端以及所述第二开关的第一端，所述第二电阻的另一端接地。
可选的，所述电容分压子单元包括：第一电容和第二电容，其中：第一电容的一端连接所述升压单元的输出端，所述第一电容的另一端、所述第二开关的第二端和所述第二电容的一端连接在一起，所述第二电容的另一端接地。
可选的，所述比较单元输出第一控制电平时，所述比较单元处于慢速模式；所述比较单元输出第二控制电平时，所述比较单元处于快速模式。
为解决上述问题，本发明还提供了一种存储器，其包括上述的电荷泵电路。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明提供的电荷泵电路中，当升压电压从初始电压达到目标电压之后，升压电压与分压电压均呈周期振荡变化，当所述分压电压从最大值向最小值变化时，比较单元输出第一控制电平，从而时钟驱动单元停止工作，分压单元采用电容分压子单元进行分压，因此此时分压单元和时钟驱动单元均不产生电流，即分压单元和时钟驱动单元均不产生功耗；且电容分压子单元会增大分压电压从最大值向最小值变化的时长，从而在待机状态下绝大部分时间是电容分压子单元工作，最终可以进一步减小电荷泵电路的功耗，且保证在待机状态下不会产生长时间大的峰值电流。
附图说明
图1是现有技术中电荷泵电路的结构示意图；
图2是图1现有电荷泵电路的信号时序图；
图3是本发明实施例中电荷泵电路的结构示意图；
图4是图3中电荷泵电路的信号时序图。
具体实施方式
正如背景技术部分所述，现有技术中电荷泵电路一直采用电阻分压方式，时钟驱动单元需要一直工作，为了减小待机功率，仅是通过改变比较单元和时钟驱动单元的工作模式，从而仍然难以满足对电荷泵电路待机功率的要求。
针对上述技术问题，本发明提供了一种电荷泵电路，包括：时钟驱动单元、升压单元、分压单元和比较单元，其中：所述比较单元至所述升压单元的输入端的路径存在路径延迟，当所述升压电压从初始电压达到目标电压之后，所述升压电压与所述分压电压均呈周期振荡变化，当所述分压电压从最大值向最小值变化时，所述比较单元输出第一控制电平，时钟驱动单元和非电容分压子单元停止工作，电容分压子单元对升压电压进行分压；当所述分压电压从最小值向最大值变化时，所述比较单元输出第二控制电平，时钟驱动单元输出驱动电压，升压单元根据所述驱动电压进行升压处理，电容分压子单元停止工作，非电容分压子单元对升压电压进行分压。由于分压电压从最大值向最小值变化时，时钟驱动单元和非电容分压子单元均不工作，从而均不产生功耗，且此时电容分压子单元会增大分压电压从最大值向最小值变化的时长，从而在待机状态下绝大部分时间是电容分压子单元工作，最终可以进一步减小电荷泵电路的功耗，且保证在待机状态下不会产生长时间大的峰值电流。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
参考图3所示，本实施例提供了一种电荷泵电路，可以包括：
时钟驱动单元110，当接收到第一控制电平时，所述时钟驱动单元110不工作；当接收到第二控制电平时，所述时钟驱动单元110输出驱动电压；
升压单元120，用于根据所述驱动电压进行升压处理，输出升压电压V10；
分压单元130，包括电容分压子单元和非电容分压子单元，当所述升压电压从最大值向最小值变化时，所述电容分压子单元对所述升压电压V10进行分压，输出分压电压V20；当所述升压电压从最小值向最大值变化时，所述非电容分压子单元对所述升压电压V10进行分压，输出分压电压V20；
比较单元140，用于将所述分压电压V20和基准电压进行比较，所述比较单元140至所述升压单元120的输入端的路径存在路径延迟，当所述升压电压V10从初始电压达到目标电压之后，所述升压电压V10与所述分压电压V20均呈周期振荡变化，当所述分压电压V20从最大值向最小值变化时，所述比较单元140输出第一控制电平；当所述分压电压V20从最小值向最大值变化时，所述比较单元140输出第二控制电平。
本实施例中升压电压V10从初始电压(如：1.5V的电源电压)达到目标电压(如：2.5V)的过程与现有技术相同，在此不再赘述。
所述电容分压子单元的分压系数与所述非电容分压子单元的分压系数相同。
所述分压系数等于基准电压与目标电压的比值。
所述非电容分压子单元可以为电阻分压方式或晶体管分压方式。
由于比较单元140至升压单元120的输入端的路径存在路径延迟，在升压电压V10超过目标电压后，所述升压电压V10与所述分压电压V20均呈周期振荡变化，即升压电压V10会在目标电压的数值上下进行周期性的上升-下降-上升-下降的电压变化，分压电压V20会在基准电压的数值上下进行周期性的上升-下降-上升-下降的电压变化。
所述基准电压可以是小于系统电压(如：1.5V)的任一电压值，如：0.9V、1V、1.2V等，其可以由基准电压产生单元(图中未示出)提供。
为了简单起见，以下以初始电压为1.5V、目标电压为2.5V、基准电压为1V为例进行说明，但其不限制本发明的保护范围。
由于目标电压为2.5V且基准电压为1V，所以非电容分压子单元和电容分压子单元的分压系数均为2/5。
本实施例中所述电荷泵电路还可以包括：反相器150，其输入端连接所述比较单元140的输出端以接收第一控制电平或第二控制电平，其输出端连接所述分压单元130。
所述分压单元130还包括：第一开关P和第二开关N，其中：所述第一开关P的第一端连接所述升压单元120的输出端，所述第一开关P的第二端连接所述非电容分压子单元，所述第一开关P的第三端连接所述比较单元140的输出端；所述第二开关N的第二端连接所述比较单元140的输入端以及所述电容分压子单元的分压点，所述第二开关N的第一端连接所述非电容分压子单元的分压点，所述第二开关N的第三端连接所述反相器150的输出端。
具体地，所述第一开关P可以为PMOS晶体管，其第一端为源极，第二段为漏极，第三端为栅极；所述第二开关N可以为NMOS晶体管，其第一端为源极，第二端为漏极，第三端为栅极。
继续参考图3所示，所述非电容分压子单元为电阻分压方式，可以包括：第一电阻R1和第二电阻R2，其中：第一电阻R1的一端连接所述第一开关P的第二端，所述第一电阻R1的另一端连接所述第二电阻R2的一端以及第二开关N的第一端(该位置作为非电容分压子单元的分压点)，所述第二电阻R2的另一端接地。
为了实现分压系数为2/5，所述第一电阻R1的电阻值与所述第二电阻R2的电阻值之比为3:2。
所述电容分压子单元可以包括：第一电容C1和第二电容C2，其中：第一电容C1的一端连接所述升压单元120的输出端，所述第一电容C1的另一端、所述第二开关N的第二端和所述第二电容C2的一端连接在一起且作为电容分压子单元的分压点，所述第二电容C2的另一端接地。
为了实现分压系数为2/5，所述第一电容C1的电容值与所述第二电容C2的电容值之比为2:3。
本实施例中所述第一控制电平为高电平，所述第二控制电平为低电平，从而当比较单元140输出第一控制电平时，第一开关P导通，第二开关N断开，电容分压子单元工作而非电容分压子单元停止工作，时钟驱动单元110停止工作，升压单元120也停止升压；当比较单元140输出第二控制电平时，第一开关P断开，第二开关N导通，电容分压子单元停止工作而非电容分压子单元工作，时钟驱动单元110输出驱动电压，升压单元120根据驱动电压进行升压处理以输出升压电压V10。
当非电容分压子单元工作时，可以对所述电容分压子单元中的电容进行初始处理，即保证后续电容分压子单元能够正常工作。
需要说明的是，在本发明的其它实施例中，还可以使第一控制电平为低电平信号，而第二控制电平为高电平信号，其都在本发明的保护范围内。
所述比较单元140包括：第一输入端、第二输入端和输出端，其中：第一输入端用于接收基准电压Vref，第二输入端用于接收分压电压V20，输出端连接时序驱动单元110的输入端、第一开关P的栅极和反相器150的输入端以向时序驱动单元110、第一开关P和反相器150输出控制电平ENB。
所述反相器150对所述控制电平ENB进行反相处理，从而向第二开关N输出控制电平ENB的反相信号EN。具体地，当比较单元140输出高电平时，反相器150输出低电平；当比较单元140输出低电平时，反相器150输出高电平。
此外，所述比较单元140输出第一控制电平时，可以使所述比较单元140处于慢速模式(即低功耗慢速的工作模式)；所述比较单元140输出第二控制电平时，可以使所述比较单元140处于快速模式(即大功率快速的工作模式)，由于所述慢速模式的功率小于所述快速模式的功率，从而可以进一步减小电荷泵电路的功率。
进一步，为了保证能够充分对电容进行初始化，可以适当延长第二控制电平的输出时间，如：使第二控制电平的输出时间延长100ns～200ns。
图4示出了图3中电荷泵电路的信号时序图，其中ENB表示比较单元输出的控制电平。电荷泵电路的工作过程具体包括以下步骤：
1)升压电压V10从1.5V(即初始电压)向2.5V(即目标电压V0)上升的过程中，分压单元140采用非电容分压子单元对升压电压V10进行分压处理以输出分压电压V20，分压电压V20小于基准电压Vref(即1V)，从而分压单元140输出第二控制电平(即低电平)，时钟驱动单元110输出驱动电压，升压单元120根据驱动电压继续进行升压处理以输出升压电压V10；
2)当升压电压V10达到2.5V之后，由于路径延迟，时钟驱动单元输出端仍会维持一段时间的周期振荡信号，暂时存在的周期振荡信号控制升压单元继续工作，短时间内升压电压仍然继续上升，直至达到升压电压最大值；同时，分压电压V20也会继续上升，直至达到分压电压最大值；
3)当升压电压V10和分压电压V20均达到各自的最大值之后，升压电压V10和分压电压V20均会由于负载对电荷泵电路输出电流的消耗而逐步降低，即升压电压V10和分压电压V20需要从最大值向最小值变化，此时比较单元输出第一控制电平(即高电平)，从而时钟驱动单元110停止工作，升压单元停止工作，非电容分压子单元停止工作，电容分压子单元开始工作，比较单元进入慢速模式，从而可以大大减小电荷泵电路的功耗。
由于此时采用电容分压方式，因此会增大升压电压和分压电压从最大值向最小值变化的时长，即使得电荷泵电路处于低功耗的时间比重较大。
4)当升压电压V10和分压电压V20达到各自的最小值之后，升压电压V10和分压电压V20需要从最小值向最大值变化，此时比较单元输出第二控制电平，从而时钟驱动单元输出驱动电压，升压单元根据驱动电压进行升压，非电容分压子单元开始分压，电容分压子单元停止工作，比较单元进入工作模式，非电容分压子单元为电容分压子单元进行初始化。
需要说明的是，比较单元输出第二控制电平的时长远小于比较单元输出第一控制电平的时长，从而输出第一控制电平时电荷泵电路的电流与输出第二控制电平时电荷泵电路的电流的平均值可以达到非常小的值，即能够满足待机状态下对电荷泵电路的电流的要求，且保证在待机状态下不会产生长时间大的峰值电流。
5)不断重复上述3)和4)。
本实施例提供的电荷泵电路中，当升压电压从初始电压达到目标电压之后，升压电压与分压电压均呈周期振荡变化，当所述分压电压从最大值向最小值变化时，比较单元输出第一控制电平，从而时钟驱动单元停止工作，分压单元采用电容分压子单元进行分压，因此此时分压单元和时钟驱动单元均不产生电流，即分压单元和时钟驱动单元均不产生功耗，同时比较单元进入低功耗的待机模式，且电容分压子单元会增大分压电压从最大值向最小值变化的时长，从而在待机状态下绝大部分时间是电容分压子单元工作，最终可以有效减小电荷泵电路的功耗。
此外，当所述比较单元输出第一控制电平时，使所述比较单元处于慢速模式；当所述比较单元输出第二控制电平时，可以使所述比较单元处于快速模式，由于所述慢速模式的功率远小于所述快速模式的功率，从而可以进一步减小电荷泵电路的功率。
相应的，本实施方式还提供了一种存储器，其包括上述的电荷泵电路，在此不再赘述。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种电荷泵电路，其特征在于，包括：
时钟驱动单元，当接收到第一控制电平时，所述时钟驱动单元停止工作；当接收到第二控制电平时，所述时钟驱动单元输出驱动电压；
升压单元，用于根据所述驱动电压进行升压处理，输出升压电压；
分压单元，包括电容分压子单元和非电容分压子单元，当所述升压电压从最大值向最小值变化时，所述电容分压子单元对所述升压电压进行分压，输出分压电压；当所述升压电压从最小值向最大值变化时，所述非电容分压子单元对所述升压电压进行分压，输出分压电压；
比较单元，用于将所述分压电压和基准电压进行比较，所述比较单元至所述升压单元的输入端的路径存在路径延迟，当所述升压电压从初始电压达到目标电压之后，所述升压电压与所述分压电压均呈周期振荡变化，当所述分压电压从最大值向最小值变化时，所述比较单元输出第一控制电平；当所述分压电压从最小值向最大值变化时，所述比较单元输出第二控制电平。
2.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电容分压子单元的分压系数与所述非电容分压子单元的分压系数相同。
3.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述分压系数等于基准电压与目标电压的比值。
4.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电荷泵电路还包括：反相器，其输入端连接所述比较单元的输出端，其输出端连接所述分压单元；所述分压单元还包括：第一开关和第二开关，其中：所述第一开关的第一端连接所述升压单元的输出端，所述第一开关的第二端连接所述非电容分压子单元，所述第一开关的第三端连接所述比较单元的输出端；所述第二开关的第二端连接所述比较单元的输入端以及所述电容分压子单元的分压点，所述第二开关的第一端连接所述非电容分压子单元的分压点，所述第二开关的第三端连接所述反相器的输出端。
5.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一开关为PMOS晶体管，所述第二开关为NMOS晶体管，所述第一控制电平为高电平，所述第二控制电平为低电平。
6.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述非电容分压子单元为电阻分压方式或晶体管分压方式。
7.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述非电容分压子单元为电阻分压方式，包括：第一电阻和第二电阻，其中：第一电阻的一端连接所述第一开关的第二端，所述第一电阻的另一端连接所述第二电阻的一端以及所述第二开关的第一端，所述第二电阻的另一端接地。
8.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电容分压子单元包括：第一电容和第二电容，其中：第一电容的一端连接所述升压单元的输出端，所述第一电容的另一端、所述第二开关的第二端和所述第二电容的一端连接在一起，所述第二电容的另一端接地。
9.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述比较单元输出第一控制电平时，所述比较单元处于慢速模式；所述比较单元输出第二控制电平时，所述比较单元处于快速模式。
10.一种存储器，其特征在于，包括如权利要求1至9中任一项所述的电荷泵电路。
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