CN104426378B - 可提供稳定电压输出的切换式直流电源供应器 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种可提供稳定电压输出的切换式直流电源供应器，在一返驰变压器的一次侧设置一激磁线圈、一副输出线圈及一主动式减震电路，在二次侧设置一主输出线圈，另于一、二次侧分别设置独立的一、二次侧PWM控制器；藉由分时能量转移(time shared energy transfer)的技术，可控制该主输出线圈与副输出线圈在同一切换周期中自变压器先后汲取所需能量，又藉由该主动式减震电路与前述分时能量转移，令二次侧上的输出电压可介于一稳定的极低输出电压及一预设的较高输出电压之间以满足轻、重载需求。

Description

可提供稳定电压输出的切换式直流电源供应器

技术领域

本发明关于一种切换式电源供应器(switched-mode power supply,SMPS)，尤指一种以返驰式(flyback)电源转换器为基础构成而不论轻重载均可维持稳定电压输出的电源供应器。

背景技术

切换式电源供应器或称交换式电源供应器(SMPS)在供电系统中为广泛运用的设备，主要利用PWM控制技术对一切换开关施加导通(ON)/关闭(OFF)信号，使该切换开关交替地导通/关闭，再配合其周边的电源转换电路将一输入电源转换为所需的直流输出电源。

对切换式电源供应器而言，若负载为重载状态或需要输出一较高电压时，提供稳定的输出电源相对会较容易达成。若负载为轻载状态或是需要输出一较低电压时，则相对较为困难。以理论上来讲，只要减小PWM控制信号的工作周期(duty cycle)，即可产生低输出电压，例如由图11A所示的较大工作周期减小为图11B所示的较小工作周期，但实务上当工作周期越来越小时，PWM控制信号会变得相当微弱，若相当接近系统杂讯时，即难以稳定维持该PWM控制信号，输出电压亦随的产生浮动。此外，该切换开关本身的最小导通时间仍是有一定的限制值，当工作周期小于该限制值，仍无法理想控制。

目前市面上的切换式电源供应器若要提供低输出电压时，所使用的控制技术包含以下两种:

频率调降法：如图12A所示，当负载为重载或是高压输出时，以较高的切换频率控制该切换开关；如图12B所示，当负载为轻载或是低压输出时，改为以较低的切换频率控制该切换开关。但是利用此方法进行控制时，当切换频率降低至音频范围时(低于20KHz)，即会产生机械噪音问题，因此，为避免产生扰人的机械噪音问题，输出电压仍无法控制在极低的范围。

脉冲丛集模式法(burst mode)：请参考图13A所示，当负载为轻载或是低压输出时，以脉冲丛集模式控制切换开关，即刻意忽略数个周期而使切换开关完全不动作，只在较短的时段内以脉冲丛集信号驱动切换开关。虽然脉冲信号的频率不变，但以长时间的角度观察脉冲丛集信号的包络线(envelopecurve)，如图13B所示，由包络线所形成的信号频率会变的更低，导致切换式电源供应器内部的储能元件发出机械噪音。

发明内容

为解决现有切换式电源供应器无法在轻载或低电压输出的状态输出稳定电压的技术问题，本发明提供一种可线性地控制输出电压介于一极低的最小输出电压(Vmin)及一预设的较高输出电压(Vmax)，令输出端不论是高低压输出或轻重载状态，均可维持有相同的切换频率(switching frequency)及稳定的输出电压。

解决上述技术问题所采用的技术方案是提供一种可提供稳定电压输出的切换式直流电源供应器，包含：

一变压器，其一次侧具有一激磁线圈及一副输出线圈，该激磁线圈的第一端连接一输入电源及一输入电容，该变压器二次侧具有一主输出线圈；

一一次侧开关，系串联在该变压器的激磁线圈与接地之间；

其中，Vs、Va各别代表主输出线圈及副输出线圈的电压，Ns、Na各别代表主输出线圈及副输出线圈的匝数；

一主动式减震电路，包含第一二极管至第三二极管、一减震电路储能电容、一储能电感与一减震电路开关，其中：

该第二二极管、该储能电感及第三二极管依序自接地顺向串联到该输入电源；

该减震电路储能电容的一端连接在该第三二极管与储能电感的串接节点，另一端经由该第一二极管连接到该一次侧开关与激磁线圈之串接节点；

该减震电路开关的一端连接在减震电路储能电容与第一二极管之间的节点，另一端连接至接地；

一一次侧PWM控制器，系分别连接该减震电路开关及该一次侧开关，以分别输出一第一驱动信号与一第二驱动信号给减震电路开关及一次侧开关；

一副输出线圈，设在该变压器的一次侧，系经由一副输出二极管连接到该一次侧反馈相位补偿电路，该副输出二极管的阴极与接地之间连接一副输出储能电容；

一二次侧开关，其一端经由一输出二极管连接到该主输出线圈的一端，该二次侧开关的另一端连接一输出端；

一二次侧反馈相位补偿电路，系接收该输出端上的一输出电压及一外部的设定指令，并将输出电压及设定指令进行比较；

一二次侧PWM控制器，系接收该二次侧反馈相位补偿电路之比较结果，并输出一个二次侧开关驱动信号以控制该二次侧开关；

一同步电路，连接该二次侧的主输出线圈以检测主输出线圈上的电压变化而提供一同步信号至该二次侧PWM控制器。

其中，该可提供稳定电源输出的切换式电源供应器进一步包含：

一第一比流器，串接该储能电感，用来检知通过该储能电感上的电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器；

一第二比流器，串接在一次侧开关与该激磁线圈之间，以来检知通过该激磁线圈的激磁电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器。

其中，该可提供稳定电源输出的切换式电源供应器进一步包含：

一电压检测电路，检测该减震电路储能电容两端的电压，并传送检测出的电压值至该一次侧PWM控制器；

一第二比流器，串接在一次侧开关与该激磁线圈之间，以来检知通过该激磁线圈的激磁电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器。

其中，根据该一次侧PWM控制器从该一次侧反馈相位补偿电路接收的反馈结果与一预设值相比较，判断该输出端上目前的负载状态。

其中，输入至该二次侧反馈相位补偿电路之设定指令系用于设定该输出电压。

其中，在同一个切换周期中，该减震电路开关、一次侧开关及二次侧开关系同步导通；该减震电路开关、一次侧开关及二次侧开关系由先至后依序关闭。

本发明具有以下有益效果：

该变压器将能量由一次侧传送至二次侧，在一次侧除了主要激磁线圈外，另外设置一副输出线圈，该副输出线圈的电压用来反馈控制该一次侧开关。该主动式减震电路(active snubber circuit)中的减震电路开关，则是受控于储能电感上的电流变化或储能电容上的电压变化。该变压器的二次侧具有一独立的二次侧PWM控制器，该二次侧PWM控制器与一次侧PWM控制器同步，藉由分时能量转移(time shared energy transfer)的技术，可控制该主输出线圈与副输出线圈在同一个切换周期中自变压器分别先后汲取所需能量。本发明结合该主动式减震电路(active snubber circuit)与分时能量转移(time sharedenergy transfer)的作法，控制该主输出线圈上的输出电压可依据负载状态，提供一极低的最小输出电压(Vmin)或一预设的较高输出电压(Vmax)，无论输出端是轻重载状态，该输出电压均可维持有稳定的切换频率而无跳空周期(skipcycle)的问题。

附图说明

图1为本发明第一较佳实施例的详细电路图。

图2为本发明在重载状态下的电压、电流波形图。

图3为本发明在轻载或低电压状态下的电压、电流波形图。

图4为本发明在重载状态下的T1时段电路动作图。

图5为本发明在重载状态下的T3时段电路动作图。

图6为本发明第二较佳实施例的电路方块图。

图7为本发明第三较佳实施例提供多组输出电压的电路方块图。

图8A为本发明在轻载状态下的二次侧开关驱动信号drv的波形图。

图8B为本发明在轻载状态下的主输出线圈电流I7的波形图。

图9A为本发明在重载状态下的输出电压Vout波形图。

图9B为本发明在重载状态下的副输出线圈电压Vaux波形图。

图10A为本发明在轻载状态下的输出电压Vout波形图。

图10B为本发明在轻载状态下的副输出线圈电压Vaux波形图。

图11A、11B为同频率不同工作周期的PWM控制信号波形图。

图12A、12B为不同频率的PWM控制信号波形图。

图13A为执行于脉冲丛集模式(burst mode)的PWM控制信号波形图。

图13B为图13A的PWM控制信号其包络线(envelope)。

具体实施方式

以下配合附图及本发明的较佳实施例，进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段。

请参考图1所示，本发明以返驰式电源转换器(flyback power converter)作为主要基础架构，主要包含一个变压器T；设置在该变压器T一次侧的一次侧开关Q2、主动式减震电路(active snubber circuit)10、一次侧PWM控制器20与一次侧反馈相位补偿电路30；以及，设置在该变压器T二次侧的二次侧开关Q3、二次侧PWM控制器40与二次侧反馈相位补偿电路50。

该变压器T的一次侧具有一激磁线圈Lp及一副输出线圈La，各自的线圈匝数分别为Np及Na，其中，该激磁线圈Lp的第一端连接一输入电源Vin及一输入电容Cbulk，该激磁线圈Lp的第二端串联一电感元件以表示该变压器T的漏电感(leakage inductor)Lk；在二次侧具有一主输出线圈Lo，其线圈匝数为Ns。本发明变压器T的线圈匝数必须满足下式要求，才能达到“分时能量转移(time shared energy transfer)”的目的:

$(\mathrm{Vs}\&times;\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}})<\mathrm{Va}$

其中，上式Vs、Va各别代表主输出线圈Lo及副输出线圈La的电压。利用此特定的匝数设计，可确保在每一个切换周期中，该主输出线圈Lo会早于该副输出线圈La导通，令两者产生本发明所需要的前、后动作时序。

该一次侧开关Q2串联变压器T的激磁线圈Lp，其中，在一次侧开关Q2与该激磁线圈Lp之间可串联一个第二比流器CT2，用来检知通过该激磁线圈Lp的激磁电流I1。

该主动式减震电路(active snubber circuit)10，连接在该变压器T的一次侧。该主动式减震电路10的组成元件包含有第一～第三二极管DS1～DS3、一减震电路储能电容Cs、一储能电感Ls、一减震电路开关Q1及一第一比流器CT1。其中，该第二二极管DS2、储能电感Ls及第三二极管DS3三者依序从接地顺向串联到输入电源Vin；该减震电路储能电容Cs的一端连接在该第三二极管DS3与储能电感Ls的串接节点，另一端经由该第一二极管DS1连接到该一次侧开关Q2与第二比流器CT2的串接节点，该第一二极管DS1的阴极连接该减震电路储能电容Cs；该减震电路开关Q1的一端连接在减震电路储能电容Cs与第一二极管DS1之间的节点，另一端连接至接地；该第一比流器CT1串接该储能电感Ls，用来检知通过该储能电感Ls的电流I_LS。

该一次侧PWM控制器20分别输出第一驱动信号sdrv、第二驱动信号mdrv给减震电路开关Q1及一次侧开关Q2，两输入端scs、mcs分别接收第一比流器CT1、第二比流器CT2的检知结果，而反馈输入端FB接收来自该一次侧反馈相位补偿电路30的反馈结果。

该变压器T的副输出线圈La经由一个副输出二极管Da连接到该一次侧反馈相位补偿电路30，其中，该副输出二极管Da的阳极连接副输出线圈La，阴极连接该一次侧反馈相位补偿电路30；在该副输出二极管Da的阴极与接地之间设置一副输出储能电容Ca。

该二次侧开关Q3的一端经由一主输出二极管D3连接到该主输出线圈Lo的一端，该二次侧开关Q3的另一端连接本电源供应器的输出端，该输出端上的电压即定义为输出电压Vout。

该二次侧反馈相位补偿电路50接收该输出端的输出电压Vout及一外部的设定指令，该二次侧反馈相位补偿电路50送出反馈结果给该二次侧PWM控制器40。该设定指令用于设定输出电压Vout。

该二次侧PWM控制器40的一反馈输入端FB接收来自二次侧反馈相位补偿电路50的反馈结果，并输出一个二次侧开关驱动信号drv来控制该二次侧开关Q3。该二次侧PWM控制器40的一同步信号端SYNC则是连接一同步电路60，通过检测该二次侧的主输出线圈Lo上的电压变化而得知一次侧PWM控制器20其第二驱动信号mdrv的动作时序。

根据该一次侧PWM控制器20的反馈输入端FB所接收的反馈结果与一预设值相比较，可判断二次侧主输出端上目前的负载状态是属于“重载”或是“轻载或低电压输出”。以下说明即依据两种状态分别说明电路动作。

首先针对“重载”状态说明：当该一次侧PWM控制器20的反馈输入端FB所接收的反馈结果高于该预设值时，系判断为重载状态。

配合参考图2所示，在重载状态下的每一个切换周期可细分成不同时段T1～T6分别说明元件动作，相关的电压及电流波形定义如下：

sdrv:一次侧PWM控制器20输出至减震电路开关Q1的第一驱动信号；

mdrv:一次侧PWM控制器20输出至一次侧开关Q2的第二驱动信号；

I1:通过该变压器T一次侧激磁线圈Lp的电流；

I2:通过该一次侧开关Q2的电流；

Vcs:该减震电路储能电容Cs两端的电压；

I_CS:通过该减震电路储能电容Cs的电流；

I_LS:通过该储能电感Ls的电流；

drv:二次侧PWM控制器40输出至二次侧开关Q3的二次侧开关驱动信号；

I7:通过变压器T的主输出线圈Lo的电流；

I8:通过变压器T的副输出线圈La的电流。

T1时段：请参考图4所示电路动作，根据一次侧PWM控制器20输出的第一驱动信号sdrv与第二驱动信号mdrv，该减震电路开关Q1与一次侧开关Q2会同时导通(ON)，来自输入电源Vin的电流通过激磁线圈Lp，此时变压器T的激磁电流I1等于通过一次侧开关Q2的电流I2，开始储存能量在变压器T。同一时间，因为减震电路开关Q1为导通，该减震电路储能电容Cs在上一个切换周期所储存的能量会经由该减震电路开关Q1、第二二极管DS2、储能电感Ls的路径开始放电，使减震电路储能电容Cs上的电压由正极性渐渐反转为负极性，相关的电压、电流波形如I_LS、Vcs、Ics所示。藉由检测通过储能电感Ls的电流I_LS或是检测减震电路储能电容Cs的电压Vcs于达到能量转换的一预设值时，该减震电路开关Q1截止(OFF)，结束T1时段。在本实施例中，采取电流检测的方式，利用该第一比流器CT1检测通过储能电感Ls的电流I_LS，将电流检测结果回传给一次侧PWM控制器20而决定该减震电路开关Q1的关闭时间。在图6的另一实施例中，则是不使用第一比流器CT1来检测电流，改以一电压检知电路检测该减震电路储能电容Cs两端电压Vcs的变化，所测的电压回传到该一次侧PWM控制器20的输入端scs。

T2时段：依据变压器T一次侧的副输出线圈La所输出的电压Vaux，经由该一次侧反馈相位补偿电路30反馈给一次侧PWM控制器20之后，关闭该一次侧开关Q2。

T3时段：请参考图5所示电路动作，当一次侧开关Q2截止后，变压器T的激磁线圈Lp及漏电感Lk上的电压极性即刻反转且开始上升。受一次侧电压极性反转影响，二次侧的主输出线圈Lo的电压同时产生极性反转且开始上升，该二次侧的主输出线圈的电压为Vs，可表示为下式：

其中，Vp表示该激磁线圈Lp两端的电压。

当主输出线圈的电压Vs上升到大于输出电压Vout时，主输出二极管D3的两端为顺偏，故由原本的截止状态转成导通状态。主输出二极管D3一旦导通后，主输出线圈的电压Vs即被箝位在输出电压Vout准位。由于变压器T二次侧的电压已被箝位在输出电压Vout准位，其一次侧激磁线圈Lp两端的电压Vp亦同时被箝位在一固定准位而成为一返驰电压(flyback voltage)，此时电压Vp可表示为下式：

$\mathrm{Vp}=\mathrm{Vs}\&times;\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}$

同一时间，该变压器T一次侧的另一个副输出线圈La两端的电压Va亦可表示为下式：

$\mathrm{Va}=\mathrm{Vs}\&times;\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}}$

惟电压Ｖa小于Ｖaux，该副输出二极管Da为逆偏截止状态。

假设Ipk1为一次侧开关Q2截止时的激磁电流大小，则根据电感能量储存公式，储存在该漏电感Lk的中的能量等于该能量会经由第一二极管DS1、减震电路储能电容Cs、第三二极管DS3、激磁线圈Lp、漏电感Lk的回路而转移到减震电路储能电容Cs。

T3时段的电路动作整体而言，当一次侧开关Q2关闭后，激磁线圈Lp及漏电感Lk的电压极性会反转且开始上升，第一二极管DS1、减震电路储能电容Cs、第三二极管DS3、激磁线圈Lp、漏电感Lk构成回路，使得该减震电路储能电容Cs在T1时段已转换极性的能量回充至变压器，并再进一步吸收该激磁线圈Lp上的返驰电压Vs*Np/Ns与漏电感Lk的能量，该减震电路储能电容Cs两端的电压会由负极性充电成正极性，当减震电路储能电容Cs两端电压大于Vs*Np/Ns后，主输出二极管D3开始导通，漏电感Lk能量转移完毕后减震电路储能电容Cs即停止充电，此时减震电路储能电容Cs两端的电压约等于：

$\mathrm{Vcs}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lk}}{\mathrm{Cs}}\&times;{\mathrm{Ipk}1}^2+{(\mathrm{Vs}\&times;\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}})}^2}$

T4时段：请参考控制该二次侧开关Q3的二次侧开关驱动信号drv的波形。该二次侧PWM控制器40利用同步电路60所测得的电压，可检知该减震电路开关Q1与一次侧开关Q2在T1时段开始导通的时间，几乎是在同时输出该二次侧开关驱动信号drv控制该二次侧开关Q3预先导通。但因为变压器T其一、二次侧的线圈绕设方向相反，在减震电路开关Q1与一次侧开关Q2导通时，该主输出二极管D3为逆偏压状态故并未导通，纵使该该二次侧开关Q3已经导通，但仍未产生输出电流。

当变压器T一次侧的激磁线圈Lp、漏电感Lk对该减震电路储能电容Cs充电完毕后，主输出二极管D3随即导通。变压器T二次侧的主输出线圈Lo释出能量对主输出储能电容Cout充电，该主输出线圈Lo的电流如波形I7所示。该二次侧反馈相位补偿电路50将检测到的输出电压Vout与该外部的设定指令相比较，其比较结果系反馈到二次侧PWM控制器40而用来关闭该二次侧开关Q3，结束该T4时段。

T5时段：当二次侧开关Q3关闭之后，该变压器T一次侧的激磁线圈Lp与漏电感Lk再度能量转移，电路动作如T3时段所述，同样是经由该第一二极管DS1、减震电路储能电容Cs、第三二极管DS3、激磁线圈Lp、漏电感Lk所构成的回路，将激磁线圈Lp与漏电感Lk上的能量转移到减震电路储能电容Cs。但与T3时段不同的是转移能量的大小，在激磁线圈Lp上的返驰电压大小为而Ipk2为二次侧开关Q3关闭后的激磁电流，该减震电路储能电容Cs的电压Vcs为：

$\mathrm{Vcs}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lk}}{\mathrm{Cs}}\&times;{\mathrm{Ipk}2}^2+{(\mathrm{Va}\&times;\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Na}})}^2}$

T6时段：当该变压器T一次侧的激磁线圈Lp与漏电感Lk对减震电路储能电容Cs充电完毕后，该副输出二极管Da导通，由副输出线圈La对副输出储能电容Ca放电，其放电电流如波形I8所示，直到下一个切换周期开始动作。前面T1～T6时段是针对“重载”状态说明。

其次，以下针对“轻载或低电压输出”状态说明：当该一次侧PWM控制器20的反馈输入端FB所接收的反馈结果低于该预设值时，系判断为轻载状态，本实施例以输出电压Vout=0.1V加以说明。

配合参考图3所示，在轻载状态下的每一个切换周期同样细分成不同时段T1、T21、T22、T3～T6分别说明元件动作，相关的电压及电流波形与重载状态的定义方式相同，故不再赘述。

T1时段：根据一次侧PWM控制器20输出的第一驱动信号sdrv与第二驱动信号mdrv，该减震电路开关Q1与一次侧开关Q2同时导通，来自输入电源Vin的电流通过激磁线圈Lp，此时变压器T的激磁电流I1等于通过一次侧开关Q2的电流I2，开始储存能量在变压器T。同一时间，该主动式减震电路10中的减震电路储能电容Cs在上一个切换周期所储存的能量会转移到储能电感Ls，相关的电压、电流波形如I_LS、Vcs、Ics所示，藉由检测通过储能电感Ls的电流I_LS达到峰值电流或是检测减震电路储能电容Cs的电压Vcs为0时，该减震电路开关Q1截止，结束T1时段。

T21时段：当减震电路开关Q1关闭之后，储能电感Ls两端的电压持续上升直到第二二极管DS2与第三二极管DS3导通而被箝位在一次侧的输入电压Vbulk准位，因为二极管导通，该储能电感Ls开始对输入电容Cbulk充电，因此原本储存在储能电感Ls内的能量可以被回收到变压器T的输入端。

T22时段：由变压器T一次侧的副输出线圈La所输出的电压Vaux，经由该一次侧反馈相位补偿电路30反馈给一次侧PWM控制器20之后，关闭该一次侧开关Q2。

T3时段：当一次侧开关Q2截止后，该变压器T一次侧的激磁线圈Lp与漏电感Lk将能量转移给减震电路储能电容Cs，电路动作如重载的T3时段所述，同样是经由该第一二极管DS1、减震电路储能电容Cs、第三二极管DS3、激磁线圈Lp、漏电感Lk所构成的回路。但因为减震电路储能电容Cs在T1周期时已放电完毕，其电压Vcs约为0V，因此一次侧开关Q2截止后并无能量回充至变压器，只由激磁线圈Lp与漏电感Lk获得能量，其电压、电流波形如Vcs、Ics所示。图中所示的波形，是设定输出电压Vout为0.1V观测获得，根据计算公式:

$\mathrm{Vcs}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lk}}{\mathrm{Cs}}\&times;{\mathrm{Ipk}1}^2+{(\mathrm{Vs}\&times;\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}})}^2}$

此时Vs约等于Vout+Vf，Vf为主输出二极管D3的顺偏电压,由前面计算公式，可知减震电路储能电容Cs所获得的能量主要是由变压器T的漏电感Lk所贡献，其电压Vcs在T3时段所得到的电压是相对较低。

T4～T6时段：与前述重载状态的T4～T6时段的电路动作相同，故不再赘述。但请参考图8A、8B所示，本发明在控制时序上是令该二次侧开关Q3预先导通一段时间后再让主输出二极管D3导通，因此该二次侧开关Q3的导通时间长度可较不受限制，纵使要输出极低的输出电压Vout，亦不需刻意缩减该二次侧开关Q3的导通时间至极低程度，避免该二次侧开关Q3产生控制不稳定的问题。相反的，在该二次侧开关Q3具有足够的导通时间的下，只要控制该二次侧开关Q3的关闭时间，便可限制电流I7大小而产生极低的输出电压。该二次侧开关Q3的关闭时间又可利用该二次侧反馈相位补偿电路50精确控制。

针对重载与轻载状态的电路控制及电路动作已分别说明，但是当负载状态发生变化时，则本发明仍可利用反馈技术判断负载现状并调整电压。例如，若T1时储存于变压器T的能量已定，当由轻载变成重载时，T4会因为反馈控制而拉长，主输出储能电容Cout因而取得较多的能量以稳定输出电压，T6时段变压器剩余能量相对减少，副输出储能电容Ca的充电时间变短，致使电压Vaux下降，一次侧反馈相位补偿电路30即会自动调整下一个T1时段，直到Vout达到设定的电压。

若T1时储存于变压器的能量已定,当由重载转成轻载时，T4会因为反馈控制而缩短，使得主输出储能电容Cout由变压器取得的能量减少藉以稳定输出电压，T6时段变压器内剩余能量相对增加，副输出储能电容Ca的充电时间变长，使电压Vaux提高，一次侧反馈相位补偿电路30即会自动调整下一个T1时段，直到Vout达到设定的电压。由此可知，本发明的整体反馈控制是由该二次侧PWM控制器40作为主导角色，该一次侧PWM控制器20是间接受控于该二次侧PWM控制器40。

当本发明运作已达稳态情况时，因为用来控制电压Vaux的参考电压Vref为固定值，该电压Vaux亦呈固定，若在Vaux端提供一小的固定负载，该T6时段的时间长度即可维持固定，不受输出端的输出电压Vout或负载浮动影响。又减震电路储能电容Cs固定从变压器T汲取

的能量，因此不论输出电压Vout的大小如何，都可维持足够的T1时间长度，令该减震电路开关Q1及一次侧开关Q2具有足够的导通时间。

综上所述，轻载与重载两种情况在T5时段结束时，该减震电路储能电容Cs所充电的电压均为故不论输出电压Vout为何，只要维持的基本原则，则本发明的输出电压Vout便可维持于稳定的切换频率，不会产生跳空周期(skip cycle)的现象，达到稳定反馈控制的目的。例如参考图9A、9B所示，图中表示在重载状态下，本发明的输出电压Vout设定在19V，其Vaux电压约在14V。又图10A、10B表示在轻载状态下，输出电压Vout即使设定在极低准位0.1V，其频率仍维持固定，无跳空周期的问题。

请参考图7所示，为本发明的第三较佳实施例，变压器T一次侧的电路架构维持不变，在二次侧部分则是设置多组的主输出线圈Lo及其配合的电路，如此一来可提供多组输出电压Vout 1～Vout n。

以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例公开如上，然而并非用以限定本发明，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案的范围内，当可利用上述公开的技术内容作出些许更动或修改为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (6)

1.一种可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，包含：

一变压器，其一次侧具有一激磁线圈及一副输出线圈，该激磁线圈的第一端连接一输入电源及一输入电容，该变压器二次侧具有一主输出线圈；

一一次侧开关，串联在该变压器的激磁线圈与接地端之间；

其中，Vs、Va分别代表主输出线圈及副输出线圈的电压，Ns、Na分别代表主输出线圈及副输出线圈的匝数；

一主动式减振电路，包含第一二极管至第三二极管、一减振电路储能电容、一储能电感与一减振电路开关，其中：

该第二二极管、该储能电感及第三二极管依序从接地端顺向串联到该输入电源；

该减振电路储能电容的一端连接在该第三二极管与储能电感的串接节点，另一端经由该第一二极管连接到该一次侧开关与激磁线圈之串接节点；

该减振电路开关的一端连接在减振电路储能电容与第一二极管之间的节点，另一端连接至接地端；

一一次侧PWM控制器，分别连接该减振电路开关及该一次侧开关，以分别输出一第一驱动信号与一第二驱动信号给减振电路开关及一次侧开关；

一副输出线圈，设在该变压器的一次侧，经由一副输出二极管连接到一一次侧反馈相位补偿电路，该副输出二极管的阴极与接地端之间连接一副输出储能电容；

一二次侧开关，其一端经由一输出二极管连接到该主输出线圈的一端，该二次侧开关的另一端连接一输出端；

一二次侧反馈相位补偿电路，接收该输出端上的一输出电压及一外部的设定指令，并将输出电压及设定指令进行比较；

一二次侧PWM控制器，接收该二次侧反馈相位补偿电路之比较结果，并输出一个二次侧开关驱动信号以控制该二次侧开关；

一同步电路，连接该二次侧的主输出线圈以检测主输出线圈上的电压变化而提供一同步信号至该二次侧PWM控制器。

2.如权利要求1所述的可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，进一步包含：

一第一比流器，串接该储能电感，用来检知通过该储能电感上的电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器；

一第二比流器，串接在一次侧开关与该激磁线圈之间，以来检知通过该激磁线圈的激磁电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器。

3.如权利要求1所述的可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，进一步包含：

一电压检测电路，检测该减振电路储能电容两端的电压，并传送检测出的电压值至该一次侧PWM控制器；

一第二比流器，串接在一次侧开关与该激磁线圈之间，以来检知通过该激磁线圈的激磁电流，并传送检知结果至该一次侧PWM控制器。

4.如权利要求1、2或3所述的可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，根据该一次侧PWM控制器从该一次侧反馈相位补偿电路接收的反馈结果与一预设值相比较，判断该输出端上目前的负载状态。

5.如权利要求4所述的可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，输入至该二次侧反馈相位补偿电路的设定指令用于设定该输出电压。

6.如权利要求5所述的可提供稳定电源输出的切换式电源供应器，其特征在于，在同一个切换周期中，该减振电路开关、一次侧开关及二次侧开关同步导通；该减振电路开关、一次侧开关及二次侧开关由先至后依序关闭。