CN104423409A - 闭环控制系统以及与该闭环控制系统组合的放大器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种控制装置，其能够提供高动态分辨率并且适合于包含在集成电路内。所述控制装置接收表示被测对象的期望值的要求信号，以及表示所述被测对象的当前值或近期获得值的反馈信号。处理电路形成另一信号，该另一信号是要求信号和反馈信号的函数。然后，该另一信号经过至少积分函数。以采样方式处理或获取要求信号、反馈信号或所述另一信号。这种采样、即不连续处理的利用允许合成积分时间常数，否则将需要在集成电路内使用非常大量的部件，或者使用斩波部件。这两种选择都成本高。

Description

闭环控制系统以及与该闭环控制系统组合的放大器
相关申请的交叉引用
本申请要求递交于2013年8月29日、名称为“CLOSED LOOPCONTROL SYSTEM,AND AN AMPLIFIER IN COMBINATION WITHSUCH A CLOSED LOOP CONTROL SYSTEM”的大不列颠专利申请No.1315389.5的优先权利益，该专利申请的全文通过引用合并于本文中。
技术领域
本公开涉及闭环控制系统。该闭环控制系统能够允许实现比用于将系统参数设定成目标值的数字控制信号的分辨率更佳的分辨率来进行受控系统的调节，所述分辨率可以是动态分辨率。
背景技术
通过器件来控制诸如放大器增益控制或电流控制的功能的系统通常包括闭环控制系统，使得适当的电路接收目标值且自动地控制目标电路，以使其呈现出适合的响应，诸如增益或电流。
在一些系统中，期望进行精细控制。这通常涉及到在相邻步阶之间具有相对小的步阶尺寸的数模转换器的使用。一些系统可以具有相对较大且可变的失调电压。这趋于涉及到具有足够大的输出范围的数模转换器。如果在单个系统中出现精细控制和大的偏移，则这趋于涉及高分辨率数模转换器的使用，具有在制造这种大(例如，在其输入字中有大量的输入位)的精确器件方面关联的成本问题。因为这种器件在集成电路芯片上具有较大的印迹，所以成本升高。期望实现精细控制，而不必制造高分辨率和宽范围的模数转换器。
发明内容
本文公开了控制装置，包括处理电路，该处理电路用于接收表示被测对象(待测量和控制的量或信号)的期望值的要求信号，以及表示被测对象的反馈信号(例如，反馈信号能够表示被测对象的当前值或被测对象的近期获取的值)。处理电路配置为基于形成为要求信号和反馈信号的函数的另一信号来执行至少积分功能。以采样方式来处理或获取要求信号、反馈信号和另一信号。
控制装置内信号的离散(与连续相对)时间处理的利用提供了设计灵活性并且还可以用来减小部件尺寸。
控制装置可用于设定通过RF功率放大器的晶体管的电流，诸如在移动电话系统、TV系统、卫星系统、雷达系统等等中常见的RF功率放大器。通过这种晶体管的电流可以改变以控制放大器的增益。
在实施方案中，处理电路可布置成从诸如具有第二、较短时间常数的电阻器-电容器组合的部件合成第一值的积分器时间常数。该合成可通过诸如电阻器-电容器组合之一的积分器与信号节点的选择性连接和断开来执行。可以对连接/断开比率进行编程。这允许利用芯片级部件(即，电阻器和电容器设由集成电路的一体部分)来合成时间常数，从而合成通常不设在集成电路内或不易于设在集成电路内的部件的性能。电阻器本身可以通过开关电容器来合成。
附图说明
本文中描述了本发明的控制系统和相关系统，现在仅参照附图通过非限制实施例的方式来对此进行描述，在附图中：
图1是放大器和用于放大器的控制环的顶层示意图；
图2示出了基于图1所示的图表控制环的变型例，其中闭环的部分实现在数字域中；
图3更详细地示出了图1的电路；
图4a是实现放大器中的漏极电流或增益变化的图1、图2或图3的DAC的代码变化的时序图，图4b示出了图1、图2或图3所示的放大器的合成的漏极电流变化；
图5a示出了改善闭环控制器的响应的信号预失真的实施例，图5b示出了预失真信号之和，图5c示出了放大器的增益变化；
图6示出了另一变型例，其中积分器的输入充当求和结点；
图7示出了依照本公开另一实施方案的闭环控制器的变型例；
图8示出了闭环控制器的另一变型例；以及
图9示出了能够与本文所描述的其它实施方案中任一个一起使用的直接增益测量方法。
具体实施方式
闭环控制器的实施方案，通常由2指示，在图1中显示与通常由4指示的射频(RF)放大器相结合。控制器2实现了具有物理硬件的控制电路。控制电路能够提供基于表示放大器4的输出的反馈信号以及表示RF放大器4的输出的期望值的要求值的用于RF放大器4的偏压信号。如图所示，偏压信号能够施加到例如场效应晶体管的栅极。图1所示的系统布置成将通过负载14或晶体管10的电流I设定成预定电平。将理解的是，设定通过负载14或晶体管10的电流I能够设定流经负载14和晶体管10中的另一个的电流。在图1所示的布置中，晶体管10布置成充当射频放大器，RF信号经由示意性地表示为12的信号耦合电路与晶体管的栅极11耦合。耦合电路12可以包括离散部件、带状线或任何其它适合于操纵RF频率信号的电路系统。诸如电感器的负载14将高阻抗ZL提供给交流(AC)信号，而将相对低的阻抗呈现给直流(DC)信号。输出耦合部件或网络16可以与晶体管10的漏极连接以提取放大的RF信号。晶体管10可以例如为双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)、异质结双极型晶体管(HBT)、金属半导体场效应晶体管(MESFET)、或横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)晶体管。虽然术语“金属”和“氧化物”存在于例如MOSFET中，但是技术人员将理解这些晶体管可以具有由除了金属之外的材料(诸如多晶硅)制成的栅极，并且具有由除了氧化硅之外的其它类型的电介物(诸如高k电介物)制成的电介氧化物区域。而且，将理解的是，当晶体管10为双极晶体管时，在基极处接收RF信号，并且放大的RF信号提供在集电极处，并且本文论述的任何特征能够恰当地应用于功率放大器中的双极晶体管。晶体管10还可以形成为多个晶体管并且可以具体实施在一个或多个放大级与诸如电容器、电阻器或晶体管的其它器件相结合而存在的单片式微波集成电路(MMIC)上。因此，晶体管10可以由多个晶体管替代。晶体管10可以具有随漏极电流而变化的跨导。因此，能够通过控制器件中的静态电流或低频漏极电流(即，当RF信号存在时频率在信号带以下的电流)来控制由晶体管10和负载14形成的RF放大器的增益。
为了感测通过晶体管10的低频电流，电流感测晶体管20放置成与晶体管10串联。能够使用其它的电流感测元件，诸如(但不限于)霍尔效应电流传感器或磁变压器。电流感测电阻器20能够放置成与晶体管10的漏极串联，因为这样会对晶体管的增益具有最小的影响，而将晶体管20放置成与晶体管10的源极串联通常会影响晶体管10的RF增益。然而，在RF增益不成问题且目的是控制通过负载的电流的其它系统中，则晶体管20可以放置成与晶体管10的源极串联。
在图1所示的布置中，电流感测电阻器20连接到放大器4的正电源轨道，在数据通信系统(诸如移动电话系统、电缆TV系统、卫星通信系统等)中的功率放大器的背景下放大器4的正电源轨道可以处在例如大约+5至+100伏的电压下。在控制系统的其它应用中可能适合其它电压。放大器4还可用于诸如雷达系统的其它应用。电阻器20通常是低值，通常(但不一定)低于近似1欧姆，并且电阻器20两端的电压差相对于电源电压21相对较小。因此，电阻器21的两个节点相对靠近于正电源电压21。电阻器20两端的电压差可有益地放大以呈现给控制器2的控制环，并且还可以经过电压变换到更适合于控制器2的控制环工作的电压范围内。这些操作能够由电流感测放大器22来执行，电流感测放大器22具有第一输入端子24和第二输入端子26，第一输入端子24连接以感测电流感测电阻器20的第一节点处的电压，第二输入端子26连接以感测作为电流感测电阻器的第二节点的电压。应指出，其他的增益和电压变换电路对于本领域技术人员而言是已知的并且能够可替代地实现。低通滤波器83可以引入到电流感测放大器22的输入与感测电阻器20之间以防止射频(RF)信号与低频电流信号的混叠。
为了改善放大器的性能，特别是用于低频测量的DC失调性能。电流感测放大器22可以经过具有斩波/自动清零频率FSENSE的周期性自动清零或斩波操作。这些特征对于差分放大器和仪器放大器设计领域的技术人员是公知的，无需在此处详述。感测放大器输出信号可以呈现有限的带宽(例如，由于低频滤波器83、电流感测放大器22的带宽、斩波的使用，或者因为以采样方式使用输出)。如果前向信号通道(从求和器30到感测电阻器20)的极点变成传递函数的非主导极点，则这会使得系统不稳定。为了保持反馈环的稳定性并且便于精确的/高增益感测放大器22的使用，期望将前向通道57的极点设定在比包括电阻器20电流感测放大器22和求和器30的反馈通道的极点低的频率。诸如噪声或成本的其他因素会驱动电流感测传感器22的带宽限制。反馈感测放大器22的输出信号可以是单端的或差分的。
测量电流值代表了被测对象F，其通过求和器30与要求电流值D进行比较以在输出31处形成表示测量值与要求值之间的差值的另一信号SF。可以通过积分器40对另一信号进行积分，该另一信号可视为误差信号。
要求信号D由诸如数模转换器(DAC)50的信号源提供，并且在该实施例中，要求信号D提供到求和器30的非反相输入34，而被测对象F提供给反相输入32。低通滤波器(图1中未示出)能够引入在DAC 50与求和器30之间以滤除诸如量化噪声的非期望信号部分。如之前所述，求和器30的输出提供给积分器40。积分器40的输出可通过缓冲器(图1中未示出，但是显示在图3中)缓冲，缓冲器可以提供低阻抗驱动能力、电压变换和/或反相，从而为晶体管10提供适合的驱动信号BF。来自缓冲器或积分器的输出可通过滤波器55滤波。这能够减少来自缓冲器60的噪声带宽朝向晶体管10传播，确保功率放大器的稳定性，而且从RF的角度看，减少了从晶体管10的栅极11返回缓冲器60的RF信号通道。无需总是设置缓冲器60。
另外，电流感测放大器22的输出可以提供给模数转换器(ADC)100。ADC 100可用于将信号提供给数字电路，该数字电路可用来修正闭环控制电路的操作。
图2示出了反馈环在数字域中闭合的实施方案。通过模数转换器(ADC)100来将电流感测放大器22的输出数字化。通过ADC 100生成的数值提供给数字控制块101，数字控制块101在基本构造中起到求和器的作用。控制块101可以在一个输入处接收设定点信号并且在第二输入处接收电流估计，并且处理这些以形成用于DAC 50的数字信号。诸如(但不限于)信号预失真和/或抖动的其他功能能够添加到该块中。
通常表示为57的前向通道可以具有二阶滤波器传递函数特性，其还用来对DAC 50的量化噪声进行滤波(这能够应用于图1和图2所示的实施方案)。通过将DAC 50和积分器40的更新频率增至闭环的极点频率以上，这能够用来减小DAC 50的分辨率，可选地低至1比特。DAC 50的量化噪声能够频繁低偏移到高频，其中实现相对较大的衰减并且由于改善的信噪比，系统实现了改善的分辨率。该技术在传统数据转换器信号处理中称为过采样。
图3更详细地示出了图1的电路的实施方案。在图1所示的布置中，积分器40围绕差分放大器42形成。图3所示的积分器40包括连接在反相输入46与放大器42的输出48之间的电容器44。电阻器49连接在积分器40的反相输入46与求和器30的输出之间。电容器44与电阻器49的这种组合形成了具有由电容器44的值Ci和电阻器49的值Ri确定的时间常数的积分器。此外，因为反相输入充当虚拟地，所以电阻器49将负载阻抗设定中求和器30上。在图3中，低通滤波器55由如下部件形成：电阻器62，其连接在缓冲器60的输出与晶体管10的栅极11之间；以及电容器64，其连接在晶体管10的栅极与信号地之间。
砷化镓、氮化镓和类似异质结FET的特征在于，栅极通常消耗电流，并且该电流是RF信号幅值的函数。还可能存在栅极电流分量，其独立于RF信号。因此，偏差量VOFF能够作为栅极电流和电阻器62的电阻的乘积而存在。在一些电路构造中，晶体管10充当RF功率放大器，VOFF的值可高达几伏特。另外，晶体管10的阈值电压VT可视为偏差量。因此，期望信号BF跨相对较大的范围以解释VOFF和VT(几伏特)，但是实现漏极电流变化所需的变化VGS可相对较小(由晶体管的跨导决定)，例如在大约数十至数百毫伏的数量级上。
如果信号BF由DAC直接产生，为了实现漏极电流的具体动态范围，则DAC动态范围通常将显著大于此，从而解释VOFF和VT的值。由于图1、图2或图3的闭环本质，即DAC 50输出设定漏极电流而不是VGS，DAC动态范围匹配漏极电流所需的动态范围。VOFF、VT和晶体管跨导的值都可以作为如温度的外部要素的函数而变化。该变化能够由闭环控制器2来抵消，这样能够将漏极电流保持在经反馈通道元件(感测电阻器20、电流感测放大器22等)定标的、由DAC 50设定的值。由于增益与漏极电流之间的关系是已知的(或可测量的)，DAC 50的输入代码能够对应于放大器4的特定增益值，放大器4可以是如图所示的功率放大器。
此外，对于信号BF由DAC 50直接产生的情况，输出缓冲器60通常必须确保信号的定标和电平移位。如果该功能由反馈放大器来实现，则放大器的噪声通常由大于1的因子来定标。这与本文所使用的方法不同，在本文中，积分器40可具有噪声定标因子1，并且能够实现仅受电源电压限制的输出范围。
在数据通信系统中，期望将发射放大器增益和接收器增益匹配至极接近的容差。接收器可具有受限的增益跟踪带宽，因此，接收器具有对于发射器增益变化具有依照接收器的带宽的需要。如果发射器的放大器增益以线性方式(即，斜坡)变化，则接收器的规格可规定斜坡的受限斜率(转换速率)。该斜坡可通过离散步阶ΔGMAX来描述，该离散步阶可经低通滤波器55滤波以依照接收器要求赋予更平滑的转变。对于DAC 50的每一增量或减量，闭环控制器2能够调节信号BF从而实现对应于ΔGMAX的期望漏极电流步阶。
在一个实施例中，放大器4的活跃范围是10dB，并且最大增益步阶ΔGMAX等于0.1dB。对于增益与漏极电流之间的线性传递函数，这变换成由DAC 50产生的100个离散的步阶，这等于7比特分辨率。
例如，假设期望放大器增益以+/-GA从第一增益值G1变换到第二增益值G2。此外，期望在如图4a和4b所示从跨度T1至T2的时间段Tg在以大致线性的方式解算该变换。初始增益G1由DAC代码C1表示，最后的增益G2由DAC代码C2表示，并且差值C2-C1由CA表示。
假设Tg＝10毫秒且GA＝2dB。如果DAC最低有效位(LBS)大小对应于ΔGMAX，则每次变化能够以ΔGMAX的20个步阶来描述。如果将2dB的增益变化在时间段Tg内均等地划分，则这意味着DAC 50应当以每500毫秒的更新周期TUPDATE来更新。DAC更新过程可通过有限状态机或其他适合的控制逻辑来控制。有限状态机可布置成，一旦请求新的增益值，就开始修正DAC输出代码。作为选择，有限状态机可布置成等待准许其实现新增益的信号。
然而，发明人认识到，能够通过使用在较高频率下工作的离散时间积分器来减小DAC 50的分辨率。这可视为利用过采样。利用该方法，信号BF能够由控制电路2的积分器40重复地采样。过采样允许实现较小的步阶尺寸，并且还可以允许修正斜率通道以减小可能的过冲，如图4b所示。
通过将开关80引入从求和器30到积分器40的信号通道，在图3中示出了离散时间积分器的可能的实现方式。开关80能够在低阻抗态和高阻抗态之间切换，并且能够在频率FINTEGRATOR下切换开关80，产生了每个TINTEGRATOR下出现的样本。此外，在每个工作循环中，开关80可以具有接通周期Ton和关断周期Toff，Ton/Toff代表开关占空比，得到积分器的修正的总时间常数。对于诸如(但不限于)开关电容器拓扑结构或电流积分器的离散积分器，其它实现方式是可能的。
如果闭环的带宽相应地设定成提供所需的滤波，则从点G1到G2的变换的步阶大小独立于DAC分辨率并且能够近似为(图4b)：
步阶大小＝GA*TINTEGRATOR/Tg
因此，如果增益步阶限制为ΔGMAX，所需的DAC分辨率减小了log2(TUPDATE/TINTEGRATOR)比特的因数。低通重构滤波器能够引入在DAC 50和求和器30之间以衰减DAC 50的量化噪声。诸如抖动的其它技术能够用于DAC 50以进一步提高分辨率。
应当指出的是，开关80的使用改变了图3中实施方案的积分器时间常数。这是可以理解的是，因为在单位时间段内，如果电阻器在该周期的部分中断开连接，则通过电阻器的电荷量变得减小，并且这等同于对于整个单位时间段连接较大的电阻器。由此可以得出，积分器40的合成的或有效的RC乘积能够表示为：
RC_effective＝Ri*Ci*((Toff+Ton)/Ton)
采样RC积分器的使用允许通过脉冲宽度调制在宽范围内对积分器时间常数进行编程。在损害寄生效应的情况下，对于开关电容器积分器，能够实现类似的微调。
如果例如选择时间以使Ton＝50纳秒(nS)且Toff＝16.8微秒，并且选择值RiCi以得到2微秒的时间常数，则有效积分器时间常数RC_effective将为672微秒。可以通过专用或可编程计数器对这些值进行递减计数。这使得能够估计Ri和Ci的实际值以实现所需的时间常数。这还能够允许在使用时改变时间常数的可能性。
从上述可知，在该实施例中，TUPDATE具有大约60KHz的频率。设计者还能够选择除了上述那些之外的其它更新率、过采样率和积分周期。
与DAC更新周期相比较短的采样时间的使用表示，使用了离散时间放大器的电流感测放大器22能够有更长的时间来调整，例如该实施例中几乎所有的TINTEGRATOR周期。有益地，电流感测放大器22的工作频率FSENSE能够与积分器频率FINTEGRATOR同步。
在RF放大器的背景下，晶体管跨导随漏极电流变化的变化能够视为改变反馈环的响应，并且因此增益变化率可以作为晶体管跨导的函数而变化。因此，期望的是允许修正斜坡信号，或者是对其形状提供一定的预失真，或者是故意地将少量的过冲在返回到目标端点值之前引入到斜坡端部附近。还期望的是允许ADC 100对感测放大器22的输出进行采样以使能够在DAC代码的期望电流和测量电流之间进行比较。这可使得通过适当编程的数据处理器来执行性能分析以允许根据需要调节DAC代码，例如补偿诸如温度或老化因素的环境因素。可选的处理作为电流函数变化的晶体管增益的方法包括：修正DAC输出步阶尺寸(如可能通过倍增DAC来实现)以作为晶体管增益的函数而变化和/或修正积分器时间常数。这可以通过改变采样开关接通时间与关断时间之比(或用于开关电容器实现的电容器比率)来完成。因此，采样率本身可以保持恒定。
图5a提供了通过在从T1至T2的斜坡持续时间内引入阶跃信号ST来实现预失真的实施例。该实现消除了朝向斜坡的起始(时刻T1)和结束(时刻T1)的漏极电流的可能非期望的非线性变化。在一个实施方案中，步阶ST的尺寸是闭环参数、代码变化CA的大小以及斜坡Tg的持续时间的直接函数。步阶ST能够添加到DAC代码以实现增益变化，如图5b所示，以得到线性化的增益变化，如图5c所示。
应当指出，其它电路构造是存在的。图6示出了适合于用于单端反馈放大器信号的变型例，其中求和器和积分器已经组合在放大器42的周围。在图6中，放大器42、电容器44和电阻器49一起构造成基于形成为要求信号和反馈信号的函数的另一信号来执行积分功能。为图示简化，省略了RF输入、输出和负载部件12、16和14。
图7示出了闭环电路的变型例，其中求和器30已经实现在开关电容器体系结构内，并且，由于来自求和器输出的电荷经由开关馈送到积分器反馈电容器44中，所以也已经移除了输入电阻器49。电流感测放大器22显示为具有双重输出150和160。如果电流感测放大器22具有单端输出，则能够省略电容器152或162，取决于放大器输出的输出极性。输出150通过开关154提供给第一反馈芯采样电容器152的第一板。电容器152的第二板连接到基准电压，诸如地。第二输出160通过开关164连接到第二反馈信号采样电容器162的第一板。电容器162的第二板连接到节点170。开关172连接在第一和第二采样电容器152和162的第一板之间。节点170能够通过电可操作开关180选择性地接地。节点170还能够通过连接在节点170与放大器42的反相输入之间的电可操作开关182连接到积分器40的输入。低通滤波器184(通过另一电容器与电阻器或与开关182结合以合成RC电路来形成)能够连接在放大器42的反相输入与开关182之间。数模转换器50能够通过电控制开关190连接到另一电容器192的第一板，另一电容器192能够视为要求信号采样电容器，并且其第二板与节点170连接。另一电控制开关194可操作以将另一电容器192的第一板接地。
在使用时，除了开关182之外，图7所示的开关与响应于信号被断定而导通的开关154、164、180和190以及响应于信号的断定而导通的开关172和194而组合成两组。信号和布置成使得，如果例如开关172导通，则开关154和164处于高阻抗状态。为了确保所有开关不同时接通，防护周期可插入开关信号中。使相位开关154、164、180和190导通，以使电容器152和162被充电到输出150和162处出现的电压。同时，电容器192被充电到由数模转换器50输出的值。然后使开关154、164、180和190处于高阻抗，并且使得开关172、194处于低阻抗，从而在电容器之间出现电荷共享。来自感测放大器的输出的共模信号(信号150和160)仍存储在电容器152和162上，而仅传递差分信号。结果，节点170能够呈现出对应于电压150与160之差的电压，小于数模转换器50的输出。一旦已经发生电荷共享，并且任何暂态已经减弱，则开关182能够导通以传递电荷，或者与积分器42共享电荷。如之前所述，低通滤波器184能够引入在开关182之后以对从求和器传递到积分器40的电荷进行滤波从而减少来自积分器40的输出的谱含量。如果系统对于积分器40的输出处的假信号相对不敏感，则低通滤波器184能够被移除，并且开关182能够由驱动。在由断定的时间所决定的积分周期之后，能够对解除断定，并且再次确定等等。
在如图8所示的另一变型例中，可无需电流感测放大器22，并且反馈信号采样电容器200能够与开关202和204相结合来设置。开关202和204能够将电容器200的第一板选择性地连接到在电流感测电阻器20的任一侧的相应的第一和第二节点206和208。在图8中，另一开关210布置成将电容器200的第二板选择性地连接到基准电压，诸如地。在使用时，开关能够与响应于信号被断定而导通的开关180、190、210和204以及响应于信号的断定而导通的开关194、222、224和202组合成两个互补组。为确保不同时断定和可以将防护周期插入开关信号中。在相位期间，开关204、210、190和180导通而使得电容器200被充电在节点208处出现的电压，并且电容器192被充电到在数模转换器的输出处出现的电压。一旦这已经完成，则能够使开关204和210为高阻抗。在相位期间，使得开关202、222、194和224导通，并且节点220从当虚拟地，匹配工作放大器42的非反相输入的电位。这样，从电容器200传递到求和节点220的电荷与感测电阻器20两端的电压差成比例。而且，在相位期间存储在电容器192上的电荷传递到节点220。从电容器200和192的电荷移位之间的差值馈送到积分器反馈电容器44中并且转换成积分器输出的电压变化。如图所示，在相位期间积分器输出电压变化的量值取决于感测电阻器和DAC输出上的信号以及电容器192、200和44的尺寸。电容器的尺寸能够改变或微调从而改变信号衰减和闭环时间常数。
使开关202和204在不同序列中操作，则从电容器200传递的电荷可以具有相反的极性。通过相互交换用于开关190和194的控制信号，能够实现类似的信号反相。这是有用的，特别是在积分器40具有非反相传递函数的情况下。由诸如(但不限于)开关182(图7)和/或低通滤波器的电路构建的类似于图7所示的假信号拒绝电路可以根据需要而引入在节点220和积分器输入之间。如果其它信号(诸如预失真信号)要在信号通道中求和或做减法，则开关194、180、210和放大器42的非反相输入的地连接能够由信号或基准源来替代。电荷注入抵消电路可以根据需要引入，取决于开关的实现。
因此，DAC 50的输出与感测电阻器20两端的电源之差能够形成在求和节点220处，而无需使用差分放大器或专用求和电路。按照电路设计者需要，这些特征能够通过电容器网络和开关来实现。
如之前所述，开关可以是场效应晶体管。然而，在一些情况下，电压电平可能不适合，例如，因为在节点206和208周围出现的电压过高。这会导致难以产生适合于形成开关202和204的晶体管的驱动信号或者保持那些器件与电路的其它部分之间的隔离。在这种情况下，可以使用不同的开关技术，例如，MEMS开关，其是由静电力操作的机械开关。可选地，可以使用电容分压器来替代放大器20以将来自高压域的差分电压变换到不同(且通常较低)的电压域。
至此，可以测量晶体管10的电流作为晶体管10的增益的代理。然而，还可以采取上文公开的任何实施方案，并且无需电流测量，而是直接或者以任何其它适合的方式来估计晶体管10的增益。
在高频通信系统的背景下，例如，在全程达到微波的几百MHz及以上工作的背景下(但是放大器的通带可以仅为该可能的频率范围的小部分)，可以将测试信号注入到工作带宽之外，例如相对接近DC，并且测量晶体管10的增益的最终变化。这种布置显示在图9中，其中测试信号发生器250可操作以将与工作带宽相比而言的相对低频信号注入到晶体管10的栅极。测试信号由晶体管10放大，并且在其漏极处提供放大信号。放大信号提供给增益估计器252的第一输入。来自测试信号发生器250的测试信号提供给增益估计器252的第二输入。增益估计器252将测试信号的幅值与放大的测试信号的幅值进行比较以产生增益估计，增益估计随后由增益估计器252内的适合的定标函数转换以提供给求和器30的减法输入。
评估晶体管的低频增益的另一可能的方法是比较晶体管10的Vgs(栅极-源极电压)与串联连接晶体管10的漏极或源极的电阻性负载上的电压降之间的变化率。当功率放大器高频增益在不同设置之间变化时，能够实现该增益校准。对于电阻性负载的已知值，用户能够推导晶体管跨导的值并且估计RF增益的值。
应当指出，因为晶体管10的增益随电流而变化，所以闭环的增益也变化。期望的是通过提供修正积分器40的操作的信号来适应这点。因此，来自增益估计器252的增益估计可以提供给积分器控制器254，其用来修正积分器40的操作。增益估计器252能够用于改变环的操作的功能，诸如：在积分器40或求和器30中的不同尺寸的电容器，修正与积分器40和求和器30相关联的开关的开关频率，产生待引入求和器30或DAC 50的输入的预失真信号，或用户期望的其它信号处理。
在另一变型例中，可以测量电流，但是不是从通道到晶体管10直接测量。在一些情况下，晶体管10可以与从相同偏压驱动的匹配晶体管相关联，并且通过该匹配晶体管的电流可以测量，作为通过晶体管10的电流的代理。
在图9所示的布置的变型例中，在例如高达几GHz的射频下工作，放大器4的输出可被分接和解调，例如通过降频转换，从而提供放大信号的幅值的估计。在微波应用中，可以利用方向耦合器来分接信号，然后提供给调制器，诸如PIN二极管，从而检测信号的幅值。
在数据通信系统中，本文描述的多个闭环控制器可设在控制电路内，与其它部件组合，诸如开环控制器和用于处置启动和关闭操作的功率定序器。要求值本身可以通过另一控制环来控制，另一控制环可以包括诸如电平检测器的部件，用于测量基站的发射功率。
因此，可以提供改进的控制器，以及与该控制器结合使用的放大器。
根据本公开的实施方案，装置包括放大器和配置为产生用于放大器的偏压信号的控制电路。控制电路包括开关和积分器。开关可配置成至少低阻抗状态和高阻抗状态。积分器配置成接收来自开关的采样输入信号。积分器还配置成产生表示要求信号与反馈信号之间的采样差的积分的积分信号。要求信号表示放大器的输出的期望值。反馈信号表示放大器的输出。控制电路配置成基于积分信号来产生偏压信号。在一些实现方式中，开关电路能够以例如通过数模转换器更新要求信号的速率快的速率从低阻抗状态变换状态到高阻抗状态。
上文参考一些实施方案描述与放大器的闭环控制器有关的系统、装置和方法。然而，本领域技术人员将理解，实施方案的原理和优点能够用于任何其它的适合的系统、装置或方法。
这种系统、装置和/或方法能够实现在各种电子设备中。电子设备的实施例可以包括但不限于消费电子产品、消费电子产品的零件、电子测试装备、无线通信基础结构等。电子设备的实施例还可以包括存储器芯片、存储器模块、光学网络或其它通信网络的电路和磁盘驱动器电路。消费电子产品可以包括但不限于测量仪器、医学设备、无线设备、移动电话(例如，智能电话)、蜂窝基站、电话、电视、计算机监控器、计算机、手持式计算机、平板式计算机、个人数字助理(PDA)、微波、冰箱、立体声系统、盒式记录仪或播放器、DVD播放器、CD播放器、数字视频记录仪(DVR)、VCR、MP3播放器、无线电、摄像录像机、摄像机、数字摄像机、便携式存储器芯片、洗衣机、干燥机、洗衣机/干燥机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外围设备、腕式手表、时钟等。此外，电子设备可以包括非成品产品。
除非上下文明确要求，否则在整篇说明书和权利要求书中，词语“包括”、“包括有”、“包含”、“包含有”等在包含意义上来解释，而不是排他或穷尽的意思；也即，为“包含但不限于”的意思。本文通常使用的词语“耦合”或“连接”是指可以直接连接或者通过一个或多个中间元件连接的两个以上的元件。另外，当在本申请中使用时，词语“本文中”、“上文”、“下文”等类似含义词语的应整体指代本申请，而不是本申请的任何特定部分。在上下文允许的情况下，使用单数或复数对一些示例性实施方案的描述中使用的词语还可以相应包括复数或单数。在提到两个以上项的列表时的词语“或者”意在涵盖该词语的所有以下解释：列表中的任意项、列表中的所有项以及列表中的项的任意组合。本文中提供的所有数值意在包含测量误差内的类似值。
本文提供的发明的教导能够应用于其它系统，不一定是上述系统。上文所描述的各个实施方案的元件和动作能够组合以提供另外的实施方案。本文论述的方法的动作能够以任意次序适当地执行。而且，本文论述的方法的动作能够适当地串行地或者并行地执行。
虽然已经描述了发明的一些实施方案，但是这些实施方案仅提供实施例的方式来提供，而不意在限制本公开的范围。实际上，本文所描述的新颖的方法和系统可以各种其它形式来具体实施。此外，本文所描述的方法和系统的形式的各种省略、替代和变更可以实现而不偏离本公开精神。所附的权利要求书及其等同方案意在涵盖落在本公开的范围和精神内的这种形式或改进。因此，本发明的范围是参照权利要求书限定的。

Claims (23)

1.控制电路，包括处理电路，所述处理电路配置为接收表示被测对象的期望值的要求信号以及表示所述被测对象的反馈信号，其中所述处理电路配置为基于形成为所述要求信号和反馈信号的另一信号来执行至少积分功能，并且其中以采样方式来处理或获取所述要求信号、所述反馈信号或所述另一信号中的至少一个。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中所述处理短裤具有用于接收所述要求信号的第一输入，并且其中所述要求信号以不连续方式更新，并且更新之间的时间段是TUPDATE，并且其中所述控制电路内的采样电路配置为在每一个TINTEGRATOR对所述要求信号所述另一信号进行采样，其中TINTEGRATOR小于TUPDATE。
3.如权利要求1所述的控制电路，其中所述处理电路包括：积分器，其配置为执行所述积分功能；以及开关，其与所述积分器串联，并且所述开关的占空比被控制从而修正所述积分器的时间常数。
4.如权利要求3所述的控制电路，其中所述积分器包括与放大器相关联的电阻器-电容器网络或开关电容器，其配置为对所述放大器的输入进行积分。
5.如权利要求1所述的控制电路，其中所述要求信号供给到求和电路的第一输入，并且所述反馈信号供给到所述求和电路的第二输入，并且所述求和电路配置为将所述另一信号形成为所述要求信号与所述反馈信号之间的差，并且所述另一信号供给到配置为执行所述积分功能的积分器。
6.如权利要求1所述的控制电路，其中离散时间电流感测放大器配置为在一频率(FSENSE)下工作，并且所述处理电路配置为以采样频率(FINTEGRATOR)对所述要求信号或所述另一信号进行采样，其中所述放大器频率大致等于所述采样频率。
7.如权利要求6所述的控制电路，其中积分器配置为执行所述积分功能，通过所述积分器产生的时间常数在控制装置的响应特性中形成主导极点并且允许使用具有有限带宽或采样输出的反馈通道放大器。
8.如权利要求1所述的控制电路，还包括配置为供给所述要求信号的数模转换器。
9.如权利要求8所述的控制电路，其中所述数模转换器具有最小输出步阶尺寸X，并且在使用时，能够在每个TUPDATE更新输出，并且其中，所述控制电路配置为在每个更新周期TUPDATE对来自所述数模转换器的输出信号采样Q次，以将在每个周期内具有Q步阶的分级信号与步阶尺寸X/Q合成。
10.如权利要求1所述的控制电路，其中所述被测对象是通过负载或通过晶体管的电流。
11.如权利要求10所述的控制电路，其中所述电流流经电流感测部件，并且来自所述电流感测部件的输出提供给电流感测放大器。
12.如权利要求1所述的控制电路，其中所述控制信号布置成使得所述要求信号被采样到要求信号采样电容器上，并且感测电阻器两端的电压差被采样到至少一个反馈信号采样电容器上，并且将保持在所述要求信号采样电容器和所述至少一个反馈信号采样电容器上的采样值组合。
13.如权利要求12所述的控制电路，其中所述要求信号采样电容器和所述至少一个反馈信号采样电容器能够通过至少一个开关连接以共享电荷且因此充当求和器。
14.如权利要求13所述的控制电路，其中所述至少一个开关的接通时间改变从而控制配置为执行所述积分功能的积分器的积分器时间常数。
15.如权利要求1所述的控制电路，与放大器组合，还包括布置为估计所述放大器的增益的电路系统。
16.包括射频放大器的装置，所述射频放大器包括晶体管，其中通过所述晶体管的电流被设定成期望值，所述装置还包括如权利要求1所述的控制电路。
17.如权利要求16所述的装置，还包括配置为将射频信号注入所述晶体管的控制端子的信号注入电路，所述信号注入电路还包括偏压元件，所述偏压元件配置为对所述晶体管施加偏压以设定通过所述晶体管的静态电流。
18.如权利要求16所述的装置，其中所述晶体管是砷化镓或其他高载流子迁移率晶体管，其中静态或低频电流幅值设定晶体管增益，并且其中所述要求信号是从查找表或电子实现算法产生的以将增益设定成期望值或者将增益改变期望量，并且其中所述增益映射到通过所述晶体管的至少电流。
19.如权利要求18所述的装置，还包括第二放大器控制环，包括配置为测量射频信号的功率且调节所述要求信号的电路。
20.如权利要求1所述的控制电路，还包括配置为接收用于修正系统响应的预失真信号的输入。
21.产生控制信号的方法，所述方法包括：接收表示被测对象的期望值的要求信号；接收表示所述被测对象的反馈信号；以及基于形成为所述要求信号和所述反馈信号的函数的另一信号来执行至少积分功能，并且其中以采样方式处理或获取所述要求信号、所述反馈信号或所述另一信号中的至少一个。
22.包括射频放大器和控制电路的装置，其中所述射频放大器具有失调电压，并且所述控制电路配置为对所述失调电压进行补偿以使所述控制电路的输入信号仅需要跨足以设定所述射频放大器的增益的电压或电流范围。
23.一种装置，包括：
放大器；以及
控制电路，其配置为产生偏压信号以偏置所述放大器，所述控制电路包括：
开关，其配置为通过在低阻抗状态和高阻抗状态之间变换而提供采样信号；以及
积分器，其配置为接收来自所述开关的采样信号以产生表示要求信号和反馈信号之间的采样差的积分的积分信号，其中所述要求信号表示所述放大器的输出的期望值，并且其中所述反馈信号表示所述放大器的所述输出；
其中所述控制电路配置为基于所述积分信号来产生所述偏压信号。
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