CN104348360B - 电压转换控制器及电压转换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电压转换控制器，应用于开关电压转换电路，包括：功率开关控制电路，用以接收脉宽调变讯号，并据以输出上桥控制讯号以及下桥控制讯号，以控制上桥功率开关以及下桥功率开关的通道为导通或截止，且当功率开关控制电路控制下桥功率开关的通道开始截止后，经过一第一空载时间，功率开关控制电路控制上桥功率开关的通道开始导通；空载决定电路，侦测下桥功率开关的通道导通时的电流大于或小于一电流阀值，以决定第一空载时间分别为第一空载值或第二空载值。

Description

电压转换控制器及电压转换电路
【技术领域】
本发明关于一种电压转换控制器及电压转换电路，特别是一种能决定空载时间以达到最佳功率转换效率的电压转换控制器及电压转换电路。
【背景技术】
开关电压转换电路(switching voltage converting circuit)为电压转换电路的一种，利用切换功率开关的方式，调节储存在一储能电感上的能量以供给至输出负载，并将一输入电压转换为一输出电压于一输出端，以维持固定的输出电压值，并提供输出负载所需的负载电流。其优点为转换效率高，因此能减少不必要的发热，进而降低散热设计上的复杂度。
图1为一习知的电压转换电路100的电路图，为降压式开关电压转换电路的态样。电压转换电路100包括一电压转换控制器180，并利用其中的一功率开关控制电路170，接收脉宽调变讯号190并据以控制上桥功率开关110以及下桥功率开关120的切换，调节储存在电感130上的能量，以将转换输入端140的输入电压转换为转换输出端150的输出电压，并提供一输出电流。上桥功率开关110以及下桥功率开关120的通道串联并耦接于转换输入端140以及另一电压参考点之间，例如图1中的另一电压参考点是为接地端160。上桥功率开关110以及下桥功率开关120的连接点，亦即相端115亦耦接至电感130。在实际操作上，上桥功率开关110以及下桥功率开关120的通道并不会同时导通，否则将会在转换输入端140以及接地端160之间产生一穿透电流(shoot-through current)的不必要浪费，不仅造成转换效率的下降，甚至可能造成上桥功率开关110以及下桥功率开关120由于导通大电流而烧毁。因此在控制上，必须能够保证上桥功率开关110的通道截止之后，再行导通下桥功率开关120的通道。然而由于在实际的控制上，无法保证上桥功率开关110的通道截止之后，便立即导通下桥功率开关120的通道，因此会有一段上桥功率开关110以及下桥功率开关120的通道同时截止的空载时间(dead time)，此时输出电流流经上桥功率开关110或是下桥功率开关120的寄生元件，即分别为图中的寄生二极体111以及寄生二极体121以形成电流回路。
然而通常在应用上，不论是导通寄生二极体111以形成电流路径112，或是导通寄生二极体121以形成电流路径122，其功率损耗皆大于利用导通上桥功率开关110以及下桥功率开关120的通道所形成的电流路径，此是由于半导体的PN接面所产生的顺向偏压(forward-biasing voltage)大于功率开关的通道导通的跨压的缘故。因此设计上，必须在不至于发生穿透电流的前提下，仅可能地减少寄生元件导通的时间，意即减少空载时间，以求转换效率的最佳化。
图2为习知的电压转换电路100的一波形图。定义图1中电流路径122所示的电流方向是为正电感电流，则图2所示是为当电感电流为正电感电流时，功率开关控制电路170控制使下桥功率开关120的通道截止，接着使上桥功率开关110的通道导通的相关波形图。其中波形210、220、230以及240分别为脉宽调变讯号190、下桥功率开关120的控制端、相端115以及上桥功率开关110的控制端的电压波形。如图2所示，当波形210于时间t1转态时，波形220亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，下桥功率开关120的通道截止，电流路径122从时间t3开始是由寄生二极体121建立，因此波形230产生更大的负电压。直到时间t4’波形240开始转态，并于时间t4时，上桥功率开关110的通道开始导通，波形230的电压开始上升，直到t5。时间t1’与时间t4’之间的差，是为功率开关控制电路170所设计的空载时间，用以防止在任何操作情况下，上桥功率开关110以及下桥功率开关120的通道同时导通。然而却因此产生从时间t3至时间t4之间，寄生二极体121导通以建立电流路径122的情形，因此造成功率转换效率的牺牲。
图3为习知的电压转换电路100的另一波形图。图3所示是为当电感电流为负(即小于0)电感电流时，功率开关控制电路170控制使下桥功率开关120的通道截止，接着使上桥功率开关110的通道导通的相关波形图。其中波形310、320、330以及340分别为脉宽调变讯号190、下桥功率开关120的控制端、相端115以及上桥功率开关110的控制端的电压波形。如图3所示，当波形310于时间t1转态时，波形320亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，下桥功率开关120的通道截止，此时由于电感电流是由转换输出端150流向相端115，因此波形330即开始上升，直到时间t3时寄生二极体111导通，并建立电流路径112。接着从时间t4’开始波形340开始转态，并于时间t4时，上桥功率开关110的通道开始导通，而由于在导通相同电流的前提下，上桥功率开关110的压降比寄生电晶体111的压降小，因此波形330的电压下降，直到t5。时间t1’与时间t4’之间的差，是为功率开关控制电路170所设计的空载时间，然而因此产生从时间t3至时间t4之间，寄生二极体111导通以建立电流路径112的情形，因此造成功率转换效率的牺牲。
图4为习知的电压转换电路100的又一波形图。图4所示是为当电感电流为正电感电流时，功率开关控制电路170控制使上桥功率开关110的通道截止，接着使下桥功率开关120的通道导通的相关波形图。其中波形410、420、430以及440分别为脉宽调变讯号190、上桥功率开关110的控制端、相端115以及下桥功率开关120的控制端的电压波形。如图4所示，当波形410于时间t1转态时，波形420亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，上桥功率开关110的通道截止，此时由于电感电流是由相端115流向输出端150，因此波形430即开始下降，直到时间t3时寄生二极体121导通，并建立电流路径122。接着从时间t4’开始波形440开始转态，并于时间t4时，下桥功率开关120的通道开始导通，而由于在导通相同电流的前提下，下桥功率开关120的压降比寄生电晶体121的压降小，因此波形430的电压上升，直到t5。时间t1’与时间t4’之间的差，是为功率开关控制电路170所设计的空载时间，然而因此产生从时间t3至时间t4之间，寄生二极体111导通以建立电流路径112的情形，因此造成功率转换效率的牺牲。
为了使空载时间的设计能够最佳化，以期能改善转换效率的表现，在许多先前技术中是以侦测诸如上桥功率开关110的控制端、下桥功率开关120的控制端及/或相端115的电压以作为决定空载时间的技术手段。然而此种技术手段并未考量在空载时间时，不同的电感电流大小以及方向，将造成相端电压的行为不同的情形，例如图2以及图3所示者，因此并无法达成转换效率的最佳化。
【发明内容】
鉴于以上的问题，本发明提供一种电压转换控制器及电压转换电路，特别是一种能决定空载时间以达到最佳功率转换效率的电压转换控制器及电压转换电路。
本发明提出一种电压转换控制器，应用于开关电压转换电路。开关电压转换电路操作其电路中的上桥功率开关以及下桥功率开关，以将输入电压通过电感转换为输出电压。上桥功率开关的通道、下桥功率开关的通道以及电感同时耦接于相端。电压转换控制器包括脉宽调变讯号、功率开关控制电路以及空载决定电路。脉宽调变讯号用以指示上桥功率开关以及下桥功率开关的通道为导通或截止。功率开关控制电路用以接收脉宽调变讯号，并据以输出上桥控制讯号以及下桥控制讯号，以控制上桥功率开关以及下桥功率开关的通道为导通或截止；其中上桥功率开关以及下桥功率开关的通道不同时导通，且当功率开关控制电路控制下桥功率开关的通道开始截止后，经过第一空载时间，功率开关控制电路控制上桥功率开关的通道开始导通。空载决定电路侦测下桥功率开关的通道导通时的电流大小，以决定第一空载时间的大小；其中当下桥功率开关的通道导通时的电流大于电流阀值，第一空载时间为第一空载值，而当下桥功率开关的通道导通时的电流小于电流阀值，第一空载时间为第二空载值。其中第一空载值小于第二空载值。
本发明又提出一种电压转换电路，与前述的本发明提出的电压转换控制器所应用的电压转换电路，有相同的电路组成。
本发明的功效在于，本发明所揭露的电压转换控制器及电压转换电路，能够适用不同电流大小以及电流方向的电感电流，进而决定功率开关在操作上的空载时间，以获得最佳的功率转换效率。
有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作最佳实施例详细说明如下。
【附图说明】
图1为习知的电压转换电路的电路图。
图2为习知的电压转换电路的一波形图。
图3为习知的电压转换电路的另一波形图。
图4为习知的电压转换电路的又一波形图。
图5为本发明所揭露的电压转换控制器的电路图。
图5a为本发明所揭露的空载决定电路的比较器的电路图。
图6为本发明所揭露的电压转换控制器及其应用的电压转换电路的一波形图。
图7为本发明所揭露的电压转换控制器及其应用的电压转换电路的另一波形图。
图8为本发明所揭露的电压转换控制器及其应用的电压转换电路的又一波形图。
主要组件符号说明：
100 电压转换电路 501、502 端点
110 上桥功率开关 503 输出电压端
111、121 寄生二极体 510 上桥功率开关
112、122 电流路径 512、522 电流路径
115 相端 515 相端
120 下桥功率开关 520 下桥功率开关
130 电感 530 电感
140 转换输入端 570 功率开关控制电路
150 转换输出端 571、572 输出端
160 接地端 573 输入端
170 功率开关控制电路 580 电压转换控制器
180 电压转换控制器 585 脉宽调变讯号
190 脉宽调变讯号 590 空载决定电路
210～240、310～340、410～440 5900 比较器
波形 591、592 输入端
610～650、710～740、810～860 593 输出端
波形 594 电流源
500 开关电压转换电路 595、596、597、598 场效电晶体
【具体实施方式】
在说明书及后续的申请专利范围当中，「耦接」一词在此是包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表第一装置可直接电气连接于第二装置，或通过其他装置或连接手段间接地电气连接至第二装置。另外，「第一逻辑准位」以及「第二逻辑准位」是指数位逻辑讯号的稳态状态，或可理解为一般的数位逻辑讯号状态的「1」和「0」，例如当「第一逻辑准位」定义为「1」时，「第二逻辑准位」则可以定义为「0」，反的亦然。
图5为本发明所揭露的电压转换控制器580的电路图。电压转换控制器580应用于开关电压转换电路500。开关电压转换电路500操作其电路中的上桥功率开关510以及下桥功率开关520，以将一输入电压通过电感530转换为一输出电压。上桥功率开关510的通道、下桥功率开关520的通道以及电感530同时耦接于相端515。电压转换控制器580包括脉宽调变讯号585、功率开关控制电路570以及空载决定电路590。
脉宽调变讯号585用以指示上桥功率开关510以及下桥功率开关520的通道为导通或截止。例如脉宽调变讯号585是为一数位逻辑讯号，且当脉宽调变讯号585为第一逻辑准位时，指示上桥功率开关510的通道为导通，且下桥功率开关520的通道为截止；而当脉宽调变讯号585为第二逻辑准位时，指示上桥功率开关510的通道为截止，且下桥功率开关520的通道为导通。
功率开关控制电路570由其输入端573接收脉宽调变讯号585，并据以分别由其输出端571以及输出端572，输出上桥控制讯号以及下桥控制讯号，用以控制上桥功率开关510以及下桥功率开关520的通道为导通或截止。其中上桥功率开关510以及下桥功率开关520的通道不同时导通，且当功率开关控制电路570控制下桥功率开关520的通道开始截止后，经过第一空载时间，功率开关控制电路570控制上桥功率开关510的通道开始导通。
空载决定电路590侦测下桥功率开关520的通道导通时的电流大小，以决定第一空载时间的大小。其中当下桥功率开关520的通道导通时的电流大于一电流阀值，第一空载时间为第一空载值；而当下桥功率开关520的通道导通时的电流小于电流阀值，第一空载时间为第二空载值。其中第一空载值小于第二空载值。
举例说明，定义图5中电流路径522所示的电流方向是为正电感电流，当电感电流较大并且大于电流阀值时，以一较小的第一空载时间进行操作，能够缩短下桥功率开关520的寄生二极体(图中未示)导通的时间，甚至能避免寄生二极体的导通，如此可以改善功率转换效率；而当电感电流较小甚至为一负值时，由于下桥功率开关520的通道截止后，相端515的电压虽即开始升高，但若此时将上桥功率开关510的通道导通，由于上桥功率开关510的通道两端仍存在较大的跨压，因此将造成功率转换效率的牺牲；故以一较大的第二空载值操作，是使得当上桥功率开关510的通道两端的跨压趋近于零时，上桥功率开关510的通道方导通，如此功率转换效率得以最佳化，此即零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)的概念。
另外，空载决定电路590更可以包括一比较器，用以侦测下桥功率开关520的通道导通时的电流大小。图5a为本发明所揭露的空载决定电路590的比较器5900的电路图。比较器5900的二输入端591以及592分别耦接于下桥功率开关520的通道的两端，且比较器的输出端593的输出讯号用以决定第一空载时间为第一空载值或第二空载值。比较器5900更包括电流源594、场效电晶体(field-effect transistor，FET)595、596、597以及598。其中由于在正常操作时，二输入端591以及592的偏压接近0伏特，因此场效电晶体595、596可以是P型场效电晶体，而场效电晶体597、598则可以是N型场效电晶体。场效电晶体595的控制端耦接至输入端591，场效电晶体595的通道耦接于电流源594以及电晶体597的控制端之间。场效电晶体596的控制端耦接至输入端592，场效电晶体596的通道耦接于电流源594以及输出端593之间。场效电晶体597的控制端耦接至场效电晶体598的控制端，场效电晶体597的通道耦接于场效电晶体597的控制端以及接地端之间。场效电晶体598的通道耦接于输出端593以及接地端之间。
值得注意的是，场效电晶体的集合包括金属氧化半导体场效电晶体(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、接面场效电晶体(junctionfield-effect transistor，JFET)、绝缘闸双极电晶体(insulated-gate bipolartransistor，IGBT)或具有与上述元件相似结构以及功能的半导体元件，且场效电晶体的控制端是指其闸极(gate terminal)，场效电晶体的通道是指其源极(source terminal)以及汲极(drain terminal)之间的通道。
由于当下桥功率开关520的通道导通时，下桥功率开关520的通道两端的跨压可以代表其通道的电流值，因此若直接取其通道两端的电压并以一比较阀值(comparingthreshold)为0的比较器进行比较的动作，例如比较器5900中，场效电晶体595以及596的尺寸设计为匹配(match)，且场效电晶体597以及598的尺寸设计亦为匹配，此时比较器的输出结果即代表目前下桥功率开关520的通道电流的极性，亦即电感电流是为大于0或是小于0，进而决定第一空载时间的值，在此设计下的电流阀值即为0电流。当然比较器可以设计一内含的漂移阀值(offset threshold)，使空载决定电路590的电流阀值不为0，例如比较器5900中，场效电晶体595以及596的尺寸设计为不匹配，及/或场效电晶体597以及598的尺寸设计亦为不匹配，用以产生一比较器内含(inherent)的等效输入漂移电压(input offsetvoltage)。另外，比较器亦可加进一输出-输入转移曲线(transfer function)上的迟滞(hysteresis)效果，亦即比较器的比较阀值与比较器的输出相关，使得当电感电流接近电流阀值时，可以避免第一空载时间的值在第一空载值以及第二空载值之间频繁地跳动，而造成系统可能的不稳定。值得注意的是，上述的比较器有各种电路实现方式，本领域具有通常知识者可根据本发明所揭露的精神及其需求，进行各种设计与变化，故在此不另赘述。
图6为本发明所揭露的电压转换控制器580及其应用的电压转换电路500的一波形图。图6所示是为当电感电流为正电感电流，且其大小大于电流阀值时，功率开关控制电路570控制使下桥功率开关520的通道截止，接着使上桥功率开关510的通道导通的相关波形图。其中波形610、620、630以及640分别为脉宽调变讯号585、下桥功率开关520的控制端、相端515以及上桥功率开关510的控制端的电压波形。波形650则为电感电流处于电流阀值且下桥功率开关520的通道导通时，相端515所对应的电压准位。如图6所示，当波形610于时间t1转态时，波形620亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，下桥功率开关520的通道截止，电流路径522从时间t3开始是由下桥功率开关520的寄生二极体建立，因此波形630产生更大的负电压。直到时间t4’波形640开始转态，并于时间t4时，上桥功率开关510的通道开始导通，波形630的电压开始上升，直到t5。时间t1’与时间t4’之间的差，是为功率开关控制电路570所产生的具有第一空载值的第一空载时间，其最佳的取值是将时间t2以及时间t4重合，以避免下桥功率开关520的寄生二极体的导通。然而考量实际操作上，温度、老化等等因素的影响，此一最佳的取值往往无法适用于任何情况，因此必须预留参数变化的空间。
图7为本发明所揭露的电压转换控制器580及其应用的电压转换电路500的另一波形图。图7所示是为当电感电流为负电感电流时，功率开关控制电路570控制使下桥功率开关520的通道截止，接着使上桥功率开关510的通道导通的相关波形图。其中波形710、720、730以及740分别为脉宽调变讯号585、下桥功率开关520的控制端、相端515以及上桥功率开关510的控制端的电压波形。如图7所示，当波形710于时间t1转态时，波形720亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，下桥功率开关520的通道截止，此时由于电感电流是流向相端515，因此波形730即开始上升，直到t3时上桥功率开关510的寄生二极体(图中未示)导通，并建立电流路径512。接着从时间t4’开始波形740开始转态，并于时间t4时，上桥功率开关510的通道开始导通，而由于在导通相同电流的前提下，上桥功率开关510的压降比其寄生电晶体的压降小，因此波形730的电压下降，直到t5。时间t1’与时间t4’之间的差，是为功率开关控制电路570所设计的具有第二空载值的第一空载时间，其最佳的取值是使得上桥功率开关520的寄生二极体即将被导通的前，上桥功率开关510的通道即被导通以建立电流路径512，如此不但可以避免上桥功率开关510的寄生二极体导通，也可以避免在上桥功率开关510的通道两端的跨压尚大时，即导通上桥功率开关510，此亦即前述的零电压切换的概念。然而考量实际操作上，温度、老化等等因素的影响，此一最佳的取值往往无法适用于任何情况，因此必须预留参数变化的空间。值得注意的是，由图6以及图7的说明可知，本发明所揭露的电压转换控制器580，能适用于电感电流的不同大小以及方向的变化，而得到最佳的转换效率。
另外，当电感电流为负电感电流时，在图7所示的空载时间中，波形730上升的斜率是与电感电流的绝对值大小相关，考量这个现象，若第二空载值是为一固定值，将不易适用电感电流大小的改变而得到最佳的功率转换效率。因此，空载决定电路590更可以侦测上桥功率开关510的通道两端的电压，当下桥功率开关520的通道开始截止后，若上桥功率开关510的通道两端的电压差小于一电压阀值而且上桥功率开关510的通道并未开始导通，则空载决定电路590发出讯号通知功率开关控制电路570，以控制上桥功率开关510的通道开始导通。例如设定图7中波形730的A点所代表的电压大小为所述的对应于所述电压阀值的相端515的电压，当相端515的电压超过此一电压阀值时，功率开关控制电路570即控制波形740开始转态，使上桥功率开关510的通道在接近最佳时间点附近导通。如此便可以适应电感电流的大小变化而得到接近最佳值的功率转换效率。此功能的实现方式可以是简单地在空载决定电路590增加额外的比较器以及一些逻辑闸，并额外地将上桥功率开关510的通道两端耦接于空载决定电路590可进一步包含另一比较器以进行侦测上桥功率开关510的通道两端的电压，比较器的电路实现方法可参考图5a所揭露的比较器5900的电路态样并加以更改设计以实现，此是为本领域具有通常知识者所习知，可根据本发明所揭露的精神及其需求轻易得知其实现方式并进行设计，故在此不另赘述。
另外，在图5所揭露的电压转换控制器580中，更可进一步考虑上桥功率开关510的通道截止之后，下桥功率开关520的通道开始导通的情形。功率开关控制电路570控制上桥功率开关510的通道开始截止后，经过第二空载时间，功率开关控制电路570控制下桥功率开关520的通道开始导通，且当下桥功率开关520的通道最后一次导通时的电流大于电流阀值，第二空载时间为一第三空载值，而当下桥功率开关520的通道最后一次导通时的电流小于电流阀值，第二空载时间为一第四空载值。举例说明如下，在一般的应用当中，上桥功率开关510的通道导通将逐渐使电感电流往正电感电流的方向增加，而在上桥功率开关510的通道即将截止时，此时电感电流往往已经为正电感电流，因此一旦上桥功率开关510的通道截止，相端515即因正电感电流而使其电压开始下降，且下降的斜率与电感电流的大小相关。此时由于需考虑如前所述的零电压切换的最佳化操作，因此当此时电感电流较大时，由于相端515的电压下降较快，因此功率开关控制电路570可设定较短的第二空载时间，而当电感电流较小时，相端515的电压下降较慢，因此功率开关控制电路570可设定较长的第二空载时间，用以接近零电压切换的最佳化操作，而又可避免寄生二极体导通或是导通过久，造成功率转换效率的损失。而由于上述的电感电流，是与下桥功率开关520的通道最后一次导通时的电流为正相关，因此，可根据下桥功率开关520的通道最后一次导通时，空载决定电路590对于下桥功率开关520的通道导通电流的侦测结果，亦即大于电流阀值或是小于电流阀值，而分别设定第二空载时间为一较短的第三空载值或为一较长的第四空载值。
图8为本发明所揭露的电压转换控制器580及其应用的电压转换电路500的又一波形图。图8所示是为当电感电流为正电感电流时，功率开关控制电路570控制使上桥功率开关510的通道截止，接着使下桥功率开关520的通道导通的相关波形图。其中波形810以及820分别为脉宽调变讯号585以及上桥功率开关510的控制端的电压波形、波形830以及840分别为当下桥功率开关520的通道最后一次导通时的电流大于电流阀值时，相端515以及下桥功率开关520的控制端的电压波形、波形850以及860则分别为当下桥功率开关520的通道最后一次导通时的电流小于电流阀值时，相端515以及下桥功率开关520的控制端的电压波形。如图8所示，当波形810于时间t1转态时，波形820亦反应于时间t1’开始转态，并于时间t2时，上桥功率开关510的通道截止，此时由于电感电流的方向是流出相端515，因此波形830即开始下降，直到时间t3时下桥功率开关520的寄生二极体导通，并建立电流路径522。而在时间t3附近，波形840开始转态，并于时间t4时，下桥功率开关520的通道开始导通，而由于在导通相同电流的前提下，下桥功率开关520的压降比其寄生电晶体的压降小，因此波形830的电压上升，直到t5。时间t1’与波形840开始转态的时间点之间的差，是为功率开关控制电路570所设计的具有第三空载值的第二空载时间，其最佳的取值是使得下桥功率开关520的寄生二极体即将被导通的前，下桥功率开关520的通道即被导通以建立电流路径522，如此不但可以避免下桥功率开关520的寄生二极体导通，也可以避免在下桥功率开关520的通道两端的跨压尚大时，即导通下桥功率开关520，此亦即前述的零电压切换的概念。然而考量实际操作上，温度、老化等等因素的影响，此一最佳的取值往往无法适用于任何情况，因此必须预留参数变化的空间。而在波形850以及860中，由于电感电流较小，因此波形850下降较为缓慢，直到时间t3”时下桥功率开关520的寄生二极体方导通，以建立电流路径522。因此，功率开关控制电路570若以具有第三空载值的第二空载时间进行控制，则将在时间t4使下桥功率开关520的通道开始导通，此时观察波形850，可发现下桥功率开关520的通道两端的跨压尚大，因此下桥功率开关520的通道的导通将造成一个额外的功率损耗，因而降低功率转换效率。因此，在波形850以及860中，功率开关控制电路570是以具有第四空载值的第二空载时间进行控制，使得在时间t4”时，下桥功率开关520的通道方开始导通，因此波形850的电压上升，直到t5”。由图8的说明可知，本发明所揭露的电压转换控制器580，能进一步考虑当控制上桥功率开关510的通道截止，接着控制下桥功率开关520的通道导通的操作，以适用于不同大小的电感电流，而得到最佳的转换效率。
另外值得注意的是，开关电压转换电路500可以是降压式开关电压转换电路的态样，例如上桥功率开关510的通道的一端，亦即端点501是用以接收一输入电压，下桥功率开关520的通道的一端，亦即端点502耦接至接地端，且电感530耦接至输出电压端503，故开关电压转换电路500是用以将输入电压转换为一较低的输出电压于输出电压端503，并提供输出电流。而将电压转换控制器580应用于开关电压转换电路500，将使得开关电压转换电路500能适用于不同大小的电感电流，仍得到最佳的转换效率。
虽然本发明的实施例揭露如上所述，然并非用以限定本发明，任何熟习相关技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，举凡依本发明申请范围所述的形状、构造、特征及数量当可做些许的变更，因此本发明的专利保护范围须视本说明书所附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (10)

1.一种电压转换控制器，应用于一开关电压转换电路，所述开关电压转换电路操作其电路中的一上桥功率开关以及一下桥功率开关，以将一输入电压通过一电感转换为一输出电压，所述上桥功率开关的通道、所述下桥功率开关的通道以及所述电感同时耦接于一相端；其特征在于，所述电压转换控制器包含：
一脉宽调变讯号，用以指示所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道为导通或截止；
一功率开关控制电路，用以接收所述脉宽调变讯号，并据以输出一上桥控制讯号以及一下桥控制讯号，用以控制所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道为导通或截止，其中所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道不同时导通，且当所述功率开关控制电路控制所述下桥功率开关的通道开始截止后，经过一第一空载时间，所述功率开关控制电路控制所述上桥功率开关的通道开始导通；以及
一空载决定电路，侦测所述下桥功率开关的通道导通时的电流大小，以决定所述第一空载时间的大小，其中当所述下桥功率开关的通道导通时的电流大于一电流阀值，所述第一空载时间为一第一空载值，而当所述下桥功率开关的通道导通时的电流小于所述电流阀值，所述第一空载时间为一第二空载值，其中所述第一空载值小于所述第二空载值。
2.根据权利要求1所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述空载决定电路更包括一比较器，所述比较器的二输入端分别耦接于所述下桥功率开关的通道的两端，且所述比较器的输出用以决定所述第一空载时间为所述第一空载值或所述第二空载值。
3.根据权利要求1所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述空载决定电路更侦测所述上桥功率开关的通道两端的电压，当所述下桥功率开关的通道开始截止后，若所述上桥功率开关的通道两端的电压差小于一电压阀值而且所述上桥功率开关的通道并未开始导通，则所述空载决定电路发出讯号通知所述功率开关控制电路，以控制所述上桥功率开关的通道开始导通。
4.根据权利要求1所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述功率开关控制电路更控制当所述上桥功率开关的通道开始截止后，经过一第二空载时间，所述功率开关控制电路控制所述下桥功率开关的通道开始导通，且当所述下桥功率开关的通道最后一次导通时的电流大于所述电流阀值，所述第二空载时间为一第三空载值，而当所述下桥功率开关的通道最后一次导通时的电流小于所述电流阀值，所述第二空载时间为一第四空载值。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述开关电压转换电路是为一降压式开关电压转换电路，且所述上桥功率开关的通道耦接至所述输入电压，所述下桥功率开关的通道耦接至接地端，且所述电感耦接至所述输出电压。
6.一种电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路包含：
一上桥功率开关，其通道耦接于一第一电压端以及一相端之间；
一下桥功率开关，其通道耦接于一第二电压端以及所述相端之间；
一电感，耦接于一第三电压端以及所述相端之间；
一脉宽调变讯号，用以指示所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道为导通或截止；
一功率开关控制电路，用以接收所述脉宽调变讯号，并据以输出一上桥控制讯号以及一下桥控制讯号，用以控制所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道为导通或截止，其中所述上桥功率开关以及所述下桥功率开关的通道不同时导通，且当所述功率开关控制电路控制当所述下桥功率开关的通道开始截止后，经过一第一空载时间，所述功率开关控制电路控制所述上桥功率开关的通道开始导通；以及
一空载决定电路，侦测所述下桥功率开关的通道导通时的电流大小，以决定所述第一空载时间的大小，其中当所述下桥功率开关的通道导通时的电流大于一电流阀值，所述第一空载时间为一第一空载值，而当所述下桥功率开关的通道导通时的电流小于所述电流阀值，所述第一空载时间为一第二空载值，其中所述第一空载值小于所述第二空载值。
7.据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述空载决定电路更包括一比较器，所述比较器的二输入端分别耦接于所述下桥功率开关的通道的两端，且所述比较器的输出用以决定所述第一空载时间为所述第一空载值或所述第二空载值。
8.据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述空载决定电路更侦测所述上桥功率开关的通道两端的电压，当所述下桥功率开关的通道开始截止后，若所述上桥功率开关的通道两端的电压差小于一电压阀值而且所述上桥功率开关的通道并未开始导通，则所述空载决定电路发出讯号通知所述功率开关控制电路，以控制所述上桥功率开关的通道开始导通。
9.据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述功率开关控制电路更控制当所述上桥功率开关的通道开始截止后，经过一第二空载时间，所述功率开关控制电路控制所述下桥功率开关的通道开始导通，且当所述下桥功率开关的通道最后一次导通时的电流大于所述电流阀值，所述第二空载时间为一第三空载值，而当所述下桥功率开关的通道最后一次导通时的电流小于所述电流阀值，所述第二空载时间为一第四空载值。
10.据权利要求6至9中任一项所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述开关电压转换电路是为一降压式开关电压转换电路，且所述第一电压端用以接收一输入电压，所述第二电压端为接地端，所述第三电压端用以输出一输出电压。
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