CN104335480A - 用于调节异步电机的转矩的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在相对于定子固定的坐标系中控制异步电机的转矩的方法，而不必使用已知的基于电压模型和电流模型的磁通模型。这是这样来实现的，即在相对于定子固定的坐标(α,β)中由当前的转子磁通(ψ_R(n))和定子磁通(ψ_S(n))出发计算在下一个扫描步骤(n+1)中执行的为了达到额定转矩的定子磁通步幅(δψ_S(n+1))，以及对于所述下一个扫描步骤(n+1)计算转子磁通(ψ_R(n+1))和定子磁通(ψ_S(n+1))。

Description

用于调节异步电机的转矩的方法

技术领域

本发明涉及一种用于调节异步电机的转矩的方法。

背景技术

通过逆变器运行的异步电机通常按磁场定向控制的原理来调节。磁场定向控制的基本思路已知在于，在与磁通共同旋转的坐标系内考察电机，所述坐标系在磁通上定向。定子电流此时可以分解成沿磁通方向的形成磁场的电流分量和垂直于磁通方向的形成转矩的电流分量。由转矩和磁通的额定值可以确定形成转矩和形成磁场的电流分量的相应的额定值。在最简单的情况下，对于每个电流分量的分别利用一个比例积分(PI)控制器分别确定相对于旋转场固定的坐板系中的待调整的电压空间矢量。通过坐标转换信息计算相对于定子固定的坐标系中的待调整的电压空间矢量并利用合适的脉冲调制方法由此确定用于逆变器的三个半桥控制信号。除了计算形成磁场和形成转矩的额定电流分量，确定异步电机中实际的磁通在实现磁场定向的调节中也具有非常重要的意义。由于无法实现对磁通进行直接的、可靠的并且对干扰不敏感的测量，采用所谓的磁通模型，以便由所测得的电流和施加在电机上的电压计算磁通或在调节技术上对其进行观察。

在具体的实施方面，存在磁场定向控制的不同的实现类型。原则上既可以在转子磁通上也可以在定子磁通上进行磁场定向。对于第一个方案得到较为简单的公式，从而通常优选选择在转子磁通上的磁场定向。

由EP 674 381 A1已知一种用于对异步电机进行转矩调节的方法，所述方法在定子磁通上定向并利用脉冲宽度调制在圆形轨道上引导定子磁通。这种方法基于这样的磁通模型，所述磁通模型由所测得的电流和所施加的电压在相对于定子固定的坐标系中考察定子磁通和转子磁通。所述调节在定子磁通上定向并且确定指向定子磁通的方向的电压分量和垂直于该电压分量的电压分量。在最简单的实施形式中，指向定子磁通的方向的电压分量直接由起磁场控制器作用的PI控制器的输出确定，实际的定子磁通值与其额定值之间的控制误差输送给PI控制器。直接由另一个起转矩调节器作用的PI控制器的输出确定垂直电压分量，将实际的转子磁通值与其额定值之间的控制误差输送给PI控制器。这样确定的定子电压空间矢量转换到相对于定子固定的坐标系中并利用脉冲宽度调制法在电机的端子上输入通过对控制器输出的预控制，使PI控制器静态和动态地卸荷，从而所述PI控制器最终仅承担这样的任务，即在预控制中调节修正存留的误差。转子频率额定值这样限定，使得一方面定子电流保持限定在允许的值(电流极值)，另一方面异步电机不会失步(失步保护)。

由公开文献DE 103 36 068 A1已知一种用于有控制地输入整流器供电的旋转磁场电机的定子电流和转矩的磁场定向的方法。这里在转子磁通上定向的坐标系中由转矩额定值和转子磁通额定值确定形成磁场和转矩的电流分量以及确定定子圆频率，其中，一个磁通模型确定为此所需的转子磁通实际值。利用电流分量和电机参数替代定子电压空间矢量计算所谓的端子磁通额度值，所述端子磁通额定值给出由逆变器输入的电压-时间面积(即端子电压的积分)。在脉冲模式发生器中现在借助于离线存储的优化的磁通轨道曲线将由端子磁通额定值规定的磁通轨道曲线输入电机中。由此获得对定子电流相对于转子磁通的位置的瞬时值定向的调节，由此，对旋转场电机的电机电流和转矩进行静态和动态的精确控制。所述方法将直接切换式方法的高的调节动态与离线优化的脉冲模式优化的静态特性结合起来。

这些已知的方法的共同之处在于，这些方法为了确定转子磁通的位置而采用了一种磁通模型，所述磁通模型由电压模型和电流模型组成，所述方法由所测得的电流和逆变器输入的电压计算出转子磁通和定子磁通，这通常在相对于定子固定的坐标系中进行。这里通过调节器在相对于旋转场固定的坐标系中计算由逆变器输入的电压或电压-时间面积。这些方法基于反馈调节，其中为了实现动态的卸荷可以基于反转的电机模型预先控制调节器。因此对于所测得的电流空间矢量以及调节参数矢量都需要相对于旋转场固定的和相对于定子固定的坐标系之间的坐标转换，这需要附加的计算时间。反馈调节尽管具有这样的优点，即能够通过调节补偿电机模型中或电机模型参数化中的误差并隐藏所述误差。但同时由此模型误差仅能非常困难地识别。

发明内容

由此出发，本发明的目的是，给出一种用于在相对于定子固定的坐标系内控制异步电机的转矩的方法，而不采用已知的基于电压和电流模型的磁通模型。这里，尽管如此仍能实现转矩调节的高的转矩动态和精度。

所述目的根据本发明这样来实现，即，在相对于定子固定的坐标(α，β)中，由当前的转子磁通(ψ_R(nT_a))和定子磁通(ψ_S(nT_a))出发计算在下一个扫描步骤(n+1)中用于达到额定转矩而完成的定子磁通步幅(δψ_S(nT_a+T_a))以及对于下一个扫描步骤的转子磁通(ψ_R(nT_a+T_a))和定子磁通(ψ_S(nT_a+T_a))。由此实现在相对于定子固定的坐标中的前馈调节，由此可以放弃使用用于确定转子磁通的单独的磁通模型。以这种方式实现了对异步电机高动态的预先控制的调节，这种调节在转矩动态变化中直接跟随额定值。这还使得，异步电机可以仅基于状态参量(磁通)进行控制，而不必明确地计算电机上的电流和电压。由于以相对于定子固定的坐标系为基准，在电机公式中不会出现对磁通的微分。微分总是仅能近似地计算并且倾向于导致测量噪声的放大。此外，由此可以省去相对于旋转场固定和相对于定子固定的坐标系之间调节参量的坐标系转换并且在相对于定子固定的坐标系中所确定的定子磁通步幅可以直接转换成逆变器的调节指令，而不必实现计算电压空间矢量。

电机模型的参数的在前馈调节中在正常情况下必需的更新可以毫无问题地进行，因为所述参数仅缓慢地改变并且因此不必以高频率更新，因此计算要求较低。

最后，异步电机的对于前馈调节优选的、尽可能精确的电机模型也预期是非常有利的，这种电机模型直接反映物理特性，因为由此实现了，由电机模型导出而不是测量其他参量。以这种方式例如可以省去确定的传感器。

本发明其他有利的实施形式和优点由各从属权利要求以及下面对本发明的说明得出。

附图说明

下面参考图1至4来详细解释本发明，各图举例地并且示意性地示出本发明的有利的实施形式。其中

图1示出带有异步电机的轨道车辆的牵引驱动装置的简图，

图2示出作为调节基础的异步电机的电机模型，

图3示出根据本发明的调节的框图，以及

图4示出电流限制装置和失步限制装置的框图。

具体实施方式

图1举例示出轨道车辆的牵引驱动装置。轨道车辆的交流异步电机8通过具有电压中间回路逆变器的牵引整流器1控制。这里牵引整流器1的电压中间回路6通过输入电路5被置于利用集电器/电刷1分接出来的位于在上部导线2和轨道4之间的电压。如果需要，输入电路5将输入电压转换成合适的直流电压，所述直流电压在电压中间回路6上馈送给逆变器7。这里的目标是，利用调节装置9这样来控制牵引整流器1的逆变器7，使得在异步电机8的端子上以这样方式生成具有可变的幅值和频率的交流电压，使得异步电机8在其轴10上稳态地以及动态地产生希望的转矩。这里，在正常情况下还要遵守逆变器7在最大可调的输出电压、允许的输出电流和允许的切换频率方面的极限，并且在考虑到逆变器7和异步电机8中的损耗的情况下保持输出电流尽可能小。给调节装置9提供用旋转传感器11检测到的驱动装置的转速以及用测量装置12检测到的电机电流作为实际值。但本发明当然不仅限用于牵引驱动装置，而是也可以一般性地用于调节异步电机。

在已知的磁场定向的调节方法中，在随定子磁场共同运转的相对于旋转场固定的坐标系中描述异步电机，并且通过调节输入定子电流。因此异步电机8优选采用一种替代电路图，其中，漏电感整体上作用于定子(zuschlagen)。与此相反，这里异步电机8在相对于定子固定的坐标系(α,β)中通过公式描述，例如基于在图2中示出的替代电路图。这里漏电感整体上作用于转子并且铁损通过并联于定子电感设置的欧姆电阻而加以考虑。如图2所示，电机模型分解成两个分模型，其中定子电阻后面的“内部的”分模型200可以理解为相同电机的没有定子电阻和没有铁损的模型。“外部的”分模型201反映定子铜损和铁损。这种附加模型使得可以以较为简单的方式对铁损加以考虑，而“内部的”分模型的其余公式相对于没有考虑铁损的电机模型保持不变。基于该电机模型，通过以下公式来描述异步电机8的动态

定子电压 ${\underset{\‾}{u}}_S=r_S({\underset{\‾}{i}}_{\mathrm{Si}}+{\underset{\‾}{i}}_{\mathrm{Fe}})+\frac{d{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_S}{\mathrm{d\τ}}$    式(1)

转子电压 $\underset{\‾}{0}=r_R{\underset{\‾}{i}}_R+\frac{d{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_R}{\mathrm{d\τ}}-j{\mathrm{\ω}}_m{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_R$    式(2)

定子磁通链 ${\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_S=l_S({\underset{\‾}{i}}_{\mathrm{Si}}+{\underset{\‾}{i}}_R)$    式(3)

转子磁通链 ${\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_R=l_S{\underset{\‾}{i}}_{\mathrm{Si}}+(l_S+l_{\mathrm{\σ}}){\underset{\‾}{i}}_R$    式(4)

转矩 $m=-\mathrm{Im}\left({\underset{\‾}{i}}_{\mathrm{Si}}^{*}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_S\right)$    式(5)

u_S   复定子电压空间矢量

i_S   复定子电流空间矢量

i_Si  内部分模型的复数定子电流空间矢量

i_Si* 内部分模型的共轭复定子电流空间矢量

i_R   复转子电流空间矢量

i_Fe  模拟铁损的复电流空间矢量

ψ_S  复定子磁通链空间矢量

ψ_R  复转子磁通链空间矢量

r_S   定子电阻

r_R   转子电阻

l_S   定子电感

l_σ  集中在转子侧的漏电感

τ   正则时间

ω_m  异步电机的机械圆频率

j    虚数单位

通过转换由这些公式获得转子磁通链ψ_R的微分公式，其中对于漏磁链Δψ＝ψ_S-ψ_R有，

$\frac{d{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_S}{\mathrm{d\τ}}=j{\mathrm{\ω}}_m{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_R+\frac{r_R}{l_{\mathrm{\σ}}}\underset{\‾}{\mathrm{\Δ\ψ}}$     式(6)

由此可以看出，漏磁链Δψ可以直接用作用于控制转子磁通的调节参量。异步电机中的转子磁通因此可以通过漏磁链

Δψ＝(Δψ_x+jΔψ_y)e _ψR   式(7)

沿例如通过单位矢量规定的转子磁通方向定向的、即磁场定向的规定值来控制，其中沿转子磁通的方向指向的漏磁分量Δψx起形成磁场的作用并且垂直于转子磁通的漏磁分量Δψ_y起形成转矩的作用。

如果现在替代复空间矢量ψ _R＝ψ_Rα+jψ_Rβ和Δψ＝Δψ_α+jΔ_ψβ在相对于定子固定的坐标(α,β)中描述转子磁通矢量(状态矢量)ψR＝(ψ_Rαψ_Rβ)T⁾和漏磁矢量(控制参量矢量)Δψ＝(Δψ_αΔψ_β)^T， $A_c=\left(\begin{array}{cc}0& -{\mathrm{\ω}}_m\\ {\mathrm{\ω}}_m& 0\end{array}\right)$ 和 $B_c=\frac{r_R}{l_{\mathrm{\σ}}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right)$ 由基本的式(6)在相对于定子固定的坐标(α，β)直接得到转子磁通积分器的时间连续的状态空间图：

$\frac{d}{\mathrm{d\τ}}{\mathrm{\ψ}}_R=A_c{\mathrm{\ψ}}_R+B_c\mathrm{\Δ\ψ}$     式(8)。

对逆变器的控制应利用一种脉冲模式进行，所述脉冲模式在时间上离散的的扫描步骤nT_a中以扫描时间T_a将漏磁矢量(调节参量矢量)Δψ输入电机中。因此由时间连续的状态空间图计算出等效的时间离散的状态空间图，所述状态空间图根据

ψ_R(nT_a+T_a)＝A_dψ_R(nT_a)+B_dΔψ(nT_a+T_a)     式(9)

由当前的扫描步骤(n)的转子磁通矢量ψ_R(nT_a)和在下一个扫描步骤(n+1)中提供的漏磁矢量(调节参量矢量)Δψ_(nT_a+T_a)计算出在下一个扫描步骤(n+1)的终点处的转子磁通矢量ψ_R(nT_a+T_a)。这里书写形式(n)和(nT_a)以及(n+1)和(nT_a+T_a)这里视为等同的。角标中的负号表示，在式(9)中调节参量矢量Δψ在其定向上在该扫描步骤的起始处使用，即用于扫描时刻nT_a。时间离散的系统矩阵Ad和控制矩阵Bd的计算是控制技术上的标准问题，这里不再详细说明。对于系统矩阵 $A_d=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\ω}}_m& -\sin {\mathrm{\ω}}_m{T}_a\\ \sin {\mathrm{\ω}}_m{T}_a& \cos {\mathrm{\ω}}_m{T}_a\end{array}\right)$ 得到旋转矩阵，该旋转矩阵使转子磁通向量旋转角度ω_mT_a，其中ω_m例如用旋转传感器11检测。所述角度对应于在该扫描步骤期间转子的机械旋转。利用在扫描周期中的调节参量矢量的曲线(在角度为ω_ST_a的相同形式的旋转运动中保持相同的值，其中定子圆频率为ω_S)用

$B_d=T_a\frac{r_R}{l_{\mathrm{\σ}}}\frac{\sin \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_S-{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a\right)}{\frac{{\mathrm{\ω}}_S-{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a}\left(\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_S+{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a\right)& -\sin \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_S+{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a\right)\\ \sin \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_S+{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a\right)& \cos \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_S+{\mathrm{\ω}}_m}{2}{T}_a\right)\end{array}\right).$ 计算时间离散的控制矩阵。

漏磁矢量(调节参量矢量)在该扫描步骤期间执行同样的旋转运动 $\begin{array}{c}\mathrm{\Δ\ψ}\left(\mathrm{\τ}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\ω}}_S\mathrm{\τ}& -\sin {\mathrm{\ω}}_S\mathrm{\τ}\\ \sin {\mathrm{\ω}}_S\mathrm{\τ}& \cos {\mathrm{\ω}}_S\mathrm{\τ}\end{array}\right)\mathrm{\Δ\ψ}\_(n{T}_a+T_a)\\ \mathrm{\τ}\∈\left[\begin{array}{cc}0& T_a\end{array}\right]\end{array}$     式(10)

并且直至扫描步骤(τ＝Ta)的终点继续旋转角度ω_ST_a。因此，在下一个扫描步骤的终点处对于调节参量矢量Δψ₊有

Δψ₊(nT_a+T_a)＝A_ΔΔψ_-(nT_a+T_a)   式(11)

其中旋转矩阵 $A_{\mathrm{\Δ}}=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\ω}}_S{T}_a& -\sin {\mathrm{\ω}}_S{T}_a\\ \sin {\mathrm{\ω}}_S{T}_a& \cos {\mathrm{\ω}}_S{T}_a\end{array}\right).$

由漏磁链Δψ＝ψ_S-ψ_R和式(11)以

ψ_S(nT_a+T_a)＝ψ_R(nT_a+T_a)+A_ΔΔψ_(nT_a+T_a)  式(12)

计算在下一个扫描步骤的终点处的定子磁通矢量ψ_S(nT_a+T_a)。

因此，在下一个扫描步骤期间，定子磁通矢量ψ_S(nT_a+T_a)必须执行定子磁通步幅

δψ_S(nT_a+T_a)＝ψ_S(nT_a+T_a)-ψ_S(nt_a)  式(13)

以便将希望的漏磁矢量(调节参量矢量)Δψ输入异步电机8。

因此，如在相对于定子固定的坐标(α，β)中那样，由公式：式(13)、式(12)和式(9)直接由当前的转子磁通ψ_R(nT_a)得出在下一个扫描步骤(nT_a+T_a)中执行的定子磁通步幅δψ_S(nT_a+T_a)

由定子电压公式(1)可以看到，如何能通过施加在电机端子上的电压空间矢量u_S影响定子磁通链ψ_S。通过在该扫描步骤T_a对该公式进行积分，得到由此对于定子磁通矢量的定子磁通步幅δψ_S(nT_a+T_a)以矢量书写方式得到 $\mathrm{\δ}{\mathrm{\ψ}}_S(n{T}_a+T_a)={\mathrm{\ψ}}_S(n{T}_a+T_a)-{\mathrm{\ψ}}_S\left(n{T}_a\right)=\underset{n{T}_a}{\overset{n{T}_a+T_a}{\∫}}{u}_S\mathrm{d\τ}-\underset{n{T}_a}{\overset{n{T}_a+T_a}{\∫}}{r}_S(i_{\mathrm{Si}}+i_{\mathrm{Fe}})\mathrm{d\τ}.$ 当逆变器7在下一个扫描步骤(nT_a+T_a)中在电机端子上施加电压时间面积时，所要求的定子磁通步幅δψ_S(nT_a+T_a)因此可以由脉冲模式生成器输入，所述电压时间面积等于所要求的定子磁通步幅δψ_S(nT_a+T_a)加上该扫描步骤上电阻导致的定子电压降的积分。由现有技术已知大量用于在切换间隔时长T_a上输入平均定子电压空间矢量的脉冲方法。当利用由定子磁通步幅δψ_S(nT_a+T_a)计算平均定子电压空间矢量时，这些方法原则上也适于实现定子磁通输入的调节环节，其中定子电流空间矢量为定子电阻后面的内部的分模型的定子电流空间矢量此时可以利用磁通链公式式(3)和式(4)根据

$i_{\mathrm{Si}}=\frac{l_S+l_{\mathrm{\σ}}}{l_S{l}_{\mathrm{\σ}}}{\mathrm{\ψ}}_S-\frac{1}{l_{\mathrm{\σ}}}{\mathrm{\ψ}}_R$    式(14)

由磁通链空间矢量计算。

这样得到在转子磁通上定向的漏磁分量(Δψ_x，Δ_y)(见式(7))的规定值，即，形成磁场的漏磁分量Δψx由成比例起作用的磁通调节器由Δψ_x＝k_{p，Flussregler}(|ψ_R|-|ψ_R|_Soll)确定，其中磁通调节器的比例放大系数k_p已知一方面确定磁通调节的动态(k_p越高，越快地调整到希望的磁通值)、要求的调节参量(k_p越高，在磁通偏差中所要求的定子电压步幅越大)和干扰敏感性(当转子磁通值“出现噪声”时，则k_p较大时所述噪声会传递给调节参量)。总而言之，调整到希望的磁通值和在任意比例作用的调节器中一样在良好的引导动态和要求的干扰抑制之间实现折中。形成转矩的漏磁分量Δψ_y由转矩公式(5)确定。在式(5)中根据式(14)通过磁通链表达定子电流，从而在根据进行短时的计算得到转矩。现在如果还考虑ψ _S＝ψ _R+Δ _ψ ，则利用Δψ＝Δψ_x+jΔψ_y在相对于旋转场固定的定子坐标(x，y)得到转矩在所述坐标处根据定义有和ψ_Ry＝0。因此为了产生希望的转矩m_Soll，必须根据

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_y=l_{\mathrm{\σ}}{m}_{\mathrm{Soll}}\frac{1}{\left|{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_R\right|}$      式(15)

规定漏磁的形成转矩的分量Δψ_y。附加地还可以根据由此计算出定子圆频率ω_S。

由此，可以实现对异步电机8的转矩m的前馈调节，如下面参考图3用有利的实施形式说明的那样。

磁通调节器301根据上面的用于当前扫描步骤nT_a的实施形式由利用磁通积分器306确定的转子磁通值|ψ_R|与规定的额定值|ψ_R|_Soll的偏差计算在相对于旋转场固定的定子坐标中形成磁场的漏磁分量Δψ_x。转子磁通值如长期以来已知的那样与要求的转矩相关地规定定子频率和中间回路电压，使得以最小的定子电流调整转矩并且此时异步电机8没有磁饱和。随着定子频率的升高，要求的定子磁通步幅也升高，从而在达到脉冲模式的控制范围极限(α_max)时，必须与定子频率的倒数成比例地撤回磁通值，见下面所述。这种过程属于现有技术。磁通积分器306可以以简单地方式设有存储器，在所述存储器中存储所计算出的转子磁通ψ_R(n+1)。该值然后可以在下一个扫描步骤中用作当前转子磁通ψ_R(n)。转矩计算机302根据用于当前扫描步骤nT_a的式(15)由预先规定的转矩额定值m_soll和转子磁通绝对值|ψ_R|在相对于旋转场固定的坐标中计算形成转矩的漏磁分量Δψ_y。

漏磁规定值(Δψ_x，Δψ_y)也可以通过电流限制装置303这样限制，使得不会超过预先规定的定子电流极值I_Smax。设置在后面的失步限制装置304可以附加地这样限制漏磁预定值，使得不会超过失步转差。电流限制和失步限制在异步电机8的调节中是本身已知的。

在脉冲模式选择单元305中，由在失步限制装置304中计算的漏磁矢量Δψ_-,xy、转子磁通值|ψ_R|和例如利用旋转传感器11检测到的机械圆频率ω_m计算定子圆频率ω_S。如本身已知的那样，利用定子圆频率ω_S、中间回路电压u_d和由磁通积分器306确定的定子磁通链ψ_S来选择具有控制范围极值α_max的合适的脉冲模式PM，并且确定下一个计算步骤的扫描时间T_a。这里，选择由现有技术已知的脉冲模式PM，该脉冲模式与定子圆频率ω_S和逆变器7的最大允许的切换频率相关地与定子磁通链ψ_S同步，或者与此异步地以恒定的切换频率切换。

磁通积分器306由中间回路电压u_d、机械的圆频率ω_m、由失步限制装置304形成的漏磁矢量Δψ_-,xy、以及由脉冲模式选择装置305形成的参量控制范围极值α_max、扫描时间T_a、定子圆频率ω_S计算定子磁通步幅δψ_S、转子磁通值|ψ_R|和定子磁通链ψ_S。

脉冲模式发生器307现在利用由现有技术已知的方法将带有中间回路电压u_d的测量值和在脉冲模式选择305中所选择的脉冲模式PM的定子磁通步幅δψ_S转换成逆变器7的三个控制信号S₁、S₂和S₃。

由于在逆变器7的中间回路中提供的中间回路电压u_d确定最大可能的定子磁通步幅δψ_S,max，可以有利地还设有步幅限制。当在整个扫描时间段期间六个可能的定子电压空间矢量之一不变地提供时，如在整组定时(Vollblocktaktung)中那样，可以如已知那样实现定子磁通空间矢量在数值上最大的改变。在整组定时中可施加的电压时间面积是根据脉冲方法，在考虑到逆变器7中的半导体开关的最小脉冲时间的情况下，只有其中一定的部分是可用的，即其中，控制范围极限给出利用脉冲模式最大可实现的电压时间面积与在整组定时时最大可实现的电压时间面积的比值。由上面的公式可以在给定的、有限的定子磁通步幅δψ_S,bg(|δψ_S,bg|＝ψ_S,max)下计算出允许的漏磁矢量Δψ_bg、以及有限的转子磁通ψ_R,bg和有限的定子磁通ψ_S,bg并由此实现步幅限制，它们利用允许的漏磁矢量Δψ_bg得到。由于一方面漏磁步幅要求的大小在磁通积分器306中才形成，另一方面，只有当要求的定子磁通步幅δψ_S也能够以所选择的脉冲模式实现时(δψ_S<δψ_S,bg)，才达到新的转子磁通ψ_R(nT_a+T_a)，对定子磁通步幅的限制优选在磁通积分器306中就已经予以考虑。

磁通积分器306中的计算可以如下进行。由扫描时间Ta、定子圆频率ω_S、机械圆频率ω_m和电机模型的参数计算多个离散的矩阵。由存在于存储器中的转子磁通ψ_R(n)计算转子磁通值|ψ_R|。相对于旋转场固定的漏磁矢量Δψ_-,xy转换成相对于定子固定的漏磁矢量Δψ_-,αβ，例如通过沿转子磁通方向的单位矢量e_ψR。由此可以由漏磁矢量Δψ_-,αβ和例如由存储器提供的、当前转子磁通矢量ψ_R(n)计算转子磁通矢量ψ_R(n+1)。由此，由漏磁矢量Δψ_-,αβ和所确定的转子磁通矢量ψ_R(n+1)确定下一个扫描步骤(n+1)的定子磁通链ψ_S(n+1)，以及利用例如由存储器提供的当前定子磁通链ψ_S(n)确定在下一个扫描步骤(n+1)中要实施的定子磁通步幅δψ_S(n+1)。

可能存在的步幅限制装置由定子磁通链ψ_S(n+1)、转子磁通ψ_R(n+1)和希望的定子磁通步幅δψ_S(n+1)确定受限的定子磁通步幅δψ_S,bg(n+1)，该受限的定子磁通步幅由脉冲模式发生器在考虑到中间回路电压u_d、扫描时间T_a和控制范围极限α_max的情况下在下一个扫描步骤(n+1)中实施。由于对定子磁通步幅δψ_S,bg(n+1)的限制，所计算出的转子和定子磁通链在扫描步骤(n+1)没有达到，因此由δψ_S,bg(n+1)出发反算到受限的漏磁矢量Δψ_bg(n+1)。利用受限的漏磁矢量Δψ_bg(n+1)此时可以再一次计算转子和定子磁通链，所述转子和定子磁通链在针对扫描步骤(n+1)有效地限制时得到。

前馈调节需要尽可能精确的电机模型。为此也可以设定，电机模型的参数在运行中在线更新。为此，设有参数适配单元308，所述参数适配单元由共同的定子电流空间矢量i_Smess、定子频率ω_S、机械圆频率ω_m以及由通过中间回路电压u_d和控制信号S₁、S₂和S₃形成的定子电压空间矢量识别电机参数并根据异步电机8的运行状态相应地更新模型参数，即，定子电阻r_S、转子电阻r_R、定子电感l_S和漏电感l_σ。就是说，对于相应的下一个扫描步骤重新计算各参数。这里使用本身由现有技术已知的方法，这些方法这里没有详细说明。但通常这不是必需的，相反，在较慢的任务中更新所述参数就足够了，因为异步电机8运行状态(如温度、磁通)不是像转矩动态那样与所述参数相关地快速发生变化。因此，参数适配可以在比电机调节慢的任务中计算。

调节9优选在一个单元、例如微处理器、DSP、存储器可编程的单元等中实现。

示例性的电流限制装置303参考图4详细说明。为了限制电流，近似地忽略由于铁损导致的电流部分(i_S≈i_Si，i_Fe≈0)，而定子电流i_Si根据式(14)通过磁通链表达。如果进一步对于定子磁通链ψ _s＝ψ _R+Δψ扩展，则漏磁链可以通过定子电流和转子磁通表达为在电流极限 处，漏磁通过一个圆，该圆的中点在x轴上位于处并且具有半径定子电流因此保持小于I_Smax，只要漏磁空间矢量Δψ保持在该圆的内部。漏磁的形成磁场的分量Δψ_x可以限制在区间上。如果根幅值为正，则形成转矩的分量Δψ_y可以限制在区间-Δψ_ymax≤Δψ_y≤Δψ_ymax上，其中 $\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&psi;}}_{y\max }=\sqrt{{\left(\frac{l_{\mathrm{\&sigma;}}{l}_S}{l_S+l_{\mathrm{\&sigma;}}}{I}_{S\max }\right)}^2-{({\mathrm{\&Delta;\&psi;}}_x+\frac{l_{\mathrm{\&sigma;}}}{l_S+l_{\mathrm{\&sigma;}}}|{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&psi;}}}_R\left|\right)}^2}.$ 对于 $\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&psi;}}_x+\frac{l_{\mathrm{\&sigma;}}}{l_S+l_{\mathrm{\&sigma;}}}\left|{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&psi;}}}_R\right|>\frac{l_{\mathrm{\&sigma;}}{l}_S}{l_S+l_{\mathrm{\&sigma;}}}{I}_{S\max },$ 可以将设置Δψ_y＝0。由此出发，在计算电路401(例如微处理器、DSP、存储腔可编程的单元等)中，将定子电流极限与系数l_Sl_σl(l_S+l_σ)相乘，并将转子磁通值|ψ_R|与系数l_σl(l_S+l_σ)相乘。利用所述辅助参量，在计算电路401的输出端上，在计算电路402中计算Δψ_x的区间极限，利用所述区间极限在限制装置403中限制形成磁场的漏磁分量Δψ_x。在计算电路404中，计算Δψ_y的区间极限，利用所述区间极限在限制装置405中限制形成转矩的漏磁分量Δψ_y。

下面，参考图4中的框图来说明示例性的失步限制。如果异步电机8在逆变器7的控制范围极限上运行，则定子磁通的值不能继续升高。形成转矩的定子磁通分量ψ_Sy＝Δψ_y的提高现在只能以牺牲形成磁场的定子磁通分量ψ_Sx＝|ψ_R|+Δψ_x为代价实现。对于静止的磁场条件Δψ_x＝0，ψ_Sx＝|ψ_R|并且利用通过中间回路电压ud和所选择的脉冲模式PM冻结在控制范围极限上的定子磁通值|ψ_S|对于转矩得到因此，在时，即在或ψ_Sy＝ψ_Sx时，达到最大可能的值。随着形成转矩的定子磁通分量ψ_Sy升高，转矩升高并且形成磁场的定子磁通分量ψ_Sx必然由于控制范围极限而降低。在失步极限ψ_Sy＝ψ_Sx处，转矩以所谓的失步转矩达到其最大值。如果转子转差继续升高，则形成磁场的定子磁通分量ψ_Sx必然变得小于形成转矩的定子磁通分量ψ_Sy并且尽管转差提高，转矩仍降低到kipp转矩以下。失步限制因此必须确保这样的条件ψ_Sy<ψ_Sx，这在稳态运行时与将形成转矩的漏磁分量Δψ_y限制在是相同的，其中0＜k_kiop＜1。这在失步限制装置304中实现。在计算电路408中由转子磁通值|ψ_R|计算区间极限，利用所述区间极限在限制装置409中限制形成转矩的漏磁分量Δψ_y。

利用受限的漏磁分量在限制装置403和409的输出端上提供用于进一步处理的、受限的漏磁矢量Δψ_-,xy,bg＝(Δψ_x,bgΔψ_y,bg)^T。

Claims (5)

1.一种用于调节异步电机的转矩的方法，其特征在于，在相对于定子固定的坐标(α,β)中由当前的转子磁通(ψ_R(n))和定子磁通(ψ_S(n))出发计算在下一个扫描步骤(n+1)中执行的为了达到额定转矩的定子磁通步幅(δψ_S(n+1))，以及对于所述下一个扫描步骤(n+1)计算转子磁通(ψ_R(n+1))和定子磁通(ψ_S(n+1))。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在当前的转子磁通(ψR(n))上定向地计算漏磁矢量(Δψ)，所述漏磁矢量具有沿当前转子磁通的方向的形成磁场的漏磁分量(Δψ_x)和垂直于当前转子磁通的方向的形成转矩的漏磁分量(Δψ_y)。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，限制漏磁矢量(Δψ)，以便符合最大可能的、能实施的定子磁通步幅(δψ_S(n+1))。

4.根据权利要求1至3之一所述的方法，其特征在于，在电流限制装置中限制漏磁矢量(Δψ)，使得遵守预先规定的定子电流极限。

5.根据权利要求1至4之一所述的方法，其特征在于，在失步限制装置中限制漏磁矢量(Δψ)，使得遵守预先规定的失步极限。