CN104301260A - 一种信道参数估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及通信技术领域，公开了一种信道参数估计方法及系统。其中该方法包括：计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；利用所述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。实施本发明实施例，可以提高信道参数估计的准确率。

Description

一种信道参数估计方法及系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种信道参数估计方法及系统。

背景技术

信道估计是非相干OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术）调制系统中下行解调链路的必要步骤。在LTE（Long TermEvolution，长期演进）或LTE-A（LTE-Advanced，LTE的演进）系统中，为了满足在高速、多径的传输环境中保证通信链路的可靠性，需要采用对噪声抑制能力最优的MMSE（Minimum Mean Squared Error，最小均方误差）信道估计滤波方法来跟踪时变快、频率选择性高的无线通信信道。

现有技术中存在一种可以用于2维MMSE信道估计的噪声协方差（功率）优化方法，其主要思想是认为信号经过频域滤波器（第一级滤波器）滤波后，剩余噪声功率极大降低，因而需要对剩余噪声的协方差重新进行计算，得出更加接近实际的噪声协方差值，以更加准确地计算时域滤波器（第二级滤波器）系数。在该方案中，噪声协方差参数优化方法是取经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波的信道参数估计的MSE（Mean Square Error，均方误差）均值作为时域滤波器的噪声协方差。通过对LTE系统的上行链路DFT-S-OFDM（Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM，离散傅里叶变换扩频的正交频分复用多址）信道进行仿真，该MMSE信道估计算法与传统的在两级滤波器中使用相同噪声协方差的MMSE算法相比性能更优。

但是，现有技术中的上述方法存在以下缺陷：其在计算经过第一级滤波器（频域滤波器）后的剩余噪声功率时，为了减小计算量，采用了统一的MSE均值，忽视了不同载波信道参数估计的MSE的差异性，而基于现有LTE和LTE-Advanced系统下行链路OFDM信道的导频结构中，频域滤波器滤波后各载波上的信道参数估计的MSE相差较大，导频点处的MSE显著较小，非导频点处的MSE显著较大。因此，基于现有的LTE导频结构，这种采用统一的MSE均值作为剩余噪声协方差很显然与实际噪声功率相差较大，引起各载波信道参数估计存在较大偏差。

发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题是提供一种信道参数估计方法及系统，用于提高信道参数估计的准确率。

本发明实施例提供一种信道参数估计方法，包括：

计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

利用所述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

相应的，本发明实施例还提供一种信道参数估计系统，所述系统包括：

第一计算单元，用于计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

第二计算单元，用于利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

第三计算单元，用于基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

时域滤波单元，用于利用所述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

本发明实施例中提供的信道参数估计方法及系统，在计算剩余噪声功率时分别计算了各载波的平均MSE，并将其作为剩余噪声进行时域滤波系数的计算，克服了现有技术中使用统一的MSE均值带来的信道参数估计的偏差，可提高信道参数估计的准确率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一提供的信道参数估计方法的流程示意图；

图2是本发明实施例二提供的信道参数估计方法的流程示意图；

图3是本发明实施例三提供的信道参数估计系统的结构第一示意图；

图4是本发明实施例三提供的信道参数估计系统的结构第二示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例中提供了一种信道参数估计方法及系统，以下分别进行详细说明。

本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”“第四”等（如果存在）是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

实施例一：

本发明提供一种信道参数估计方法，如图1所示，包括：

101、计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE。

102、利用上述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE。

103、基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用上述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数。

104、利用上述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

本发明实施例中提供的信道参数估计方法，在计算剩余噪声功率时分别计算了各载波的平均MSE，并将其作为剩余噪声进行时域滤波系数的计算，克服了现有技术中使用统一的MSE均值带来的信道参数估计的偏差，可提高信道参数估计的准确率。

实施例二：

本发明还提供一种信道参数估计方法，如图2所示，包括：

201、使用LS（最小均方，Least Square）算法计算插入导频符号处的第一信道参数值H_ls；

具体地，H_ls=X^-1Y，其中，X是发射机发射的导频符号的原始值，Y是接收机接收到的导频符号；

202、计算频域滤波系数，对上述第一信道参数值H_ls进行频域滤波，得到第二信道参数值

203、计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

204、利用上述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

205、基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用上述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

206、利用上述时域滤波系数对频域滤波之后得到的第二信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

具体地，上述步骤202可包括：

2021、计算频域滤波系数： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{filter}}=R_{{\mathrm{HH}}_p}{(R_{H_p{H}_p}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SHR}}{I}_{N_p})}^{-1};$

其中，β是与调制方式有关的常量，在LTE或LTE-A系统中，调制方式为QPSK（Quaternary Phase Shift Keying，四相相移键控）调制，β=1；是阶数为导频符号数的单位阵，对于LTE或LTE-A系统，导频符号数N_p=200；SNR是信噪比（Signal to Noise Ratio）；n=1，2，……N，对于LTE或LTE-A系统，N=1200；是各信道与导频符号处信道的相关函数，为导频符号处信道之间的相关函数，对于第n个OFDM符号：

$R_{{\mathrm{HH}}_p}=E\left\{{\mathrm{HH}}_p^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right];$

$R_{H_p{H}_p}=E\left\{{H_{p}H}_p^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E{\{H}_p(n,N_p)H_p^{*}(n,1)\}& E\left\{H_p(n,N_p)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,N_p)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right];$

上述公式中，E{}表示求统计平均值，H指的是所有信道，H_p指的是导频符号处的信道。

2022、利用上述频域滤波系数θ_filter对第一信道参数值H_ls进行频域滤波，得到第二信道参数值

$H_f^{\left(n\right)}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{filter}}{H}_{\mathrm{ls}}$

具体地，上述步骤203具体包括：

计算经过频域滤波之后的载波信道参数的均方误差矩阵MSE_NN：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{NN}}={[R_{\mathrm{HH}}-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}{\left({\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}\right)}^H{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H{\mathrm{\σ}}^2]}_{\mathrm{NN}}$

其中，σ²表示噪声功率，I是单位矩阵， 表示的厄密共轭转置，是各信道与导频符号处信道的相关函数，是导频符号处信道之间的相关函数，R_HH为一个OFDM符号中各子载波信道之间的自相关函数，表达成矩阵形式为：

$R_{\mathrm{HH}}=E\left\{{\mathrm{HH}}^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H(n,1)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,1)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,1)H^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H(n,2)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,2)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,2)H^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right].$

具体地，上述步骤204具体包括：

2041、由上述均方误差矩阵MSE_NN计算出导频符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_pilot：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{pilot}}={\mathrm{MSE}}_{N_p,N_p}$

其中，由MSE_N,N中导频符号位置处的元素（MSE）组成，；

2042、由上述均方误差矩阵MSE_nn计算出数据符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_data：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{data}}={\mathrm{MSE}}_{N_d,N_d}$

其中由MSE_N,N中数据符号位置处的元素（MSE）组成，N_d表示一个OFDM符号中总的数据符号数，对于LTE或LTE-A系统，N_d=N-N_p=1000；

2043、计算导频点处的平均剩余噪声功率值MSE_pilot-a：

MSE_pilot-a=trace(MSE_pilot)/L

其中，L表示OFDM符号中导频符号个数,对于LTE或LTE-A系统，L=0或2，trace()表示矩阵主对角线元素的总和。

2044、计算数据点处的平均剩余噪声功率值MSE_data-a：

MSE_data-a=trace(MSE_data)/(M-L)

其中，M表示OFDM符号中导频符号的个数与数据符号的个数之和,对于LTE或LTE-A系统，M=4。

具体地，上述步骤205具体包括：

2051、预设S=1；

2052、计算第S载波的剩余噪声功率

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{av}}^2=\mathrm{\θ}\×(L\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{pilot}-a}+(M-L)\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{data}-a})/M$

其中，θ为预先设定的噪声功率理论值与实际值的间隙系数，例如θ可以在0.1－0.5之间，优选的可以将θ的值设为0.2，当然本领域技术人员还可以根据实际情况将θ设为其它合适的数值；

2053、计算第S载波的自相关函数

$R_{p^{\′}{p}^{\′}}^{\left(n\right)}=R_{\mathrm{pp}}^{\left(n\right)}+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{av}}^2{I}_L$

其中，表示时域方向某载波各导频符号处信道间的相关函数，其定义与其他相关函数一致；I_L表示时域方向上具有导频符号的OFDM符号的个数，对于LTE或LTE-A系统，一帧（两个时隙）中I_L=4；

2054、计算第S载波的时域滤波器系数

${\mathrm{\θ}}_t^{\left(n\right)}=R_{\mathrm{hp}}^{\left(n\right)}{\left(R_{p^{\′}{p}^{\′}}^{\left(n\right)}\right)}^{-1}$

其中，表示时域方向某载波各信道与导频符号处信道的相关函数，其定义与其他相关函数一致；

2055、判断S是否大于或等于N，如果是，计算完毕执行步骤206，否则，使S=S+1并返回上述步骤2052。

具体地，上述步骤206具体包括：

在计算得到各载波的时域滤波器系数之后，使用各载波的时域滤波器系数对经过频域滤波的得到的第二信道参数估计值进行时域滤波，最终得到各载波的信道参数估计值即

实施例三：

本发明还提供一种信道参数估计系统，该系统可用于执行实施例一或二所描述的信道参数估计方法，如图3所示，该系统可包括：

第一计算单元301，用于计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

第二计算单元302，用于利用上述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

第三计算单元303，用于基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用上述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

时域滤波单元304，用于利用上述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

本发明实施例中提供的信道参数估计系统，在计算剩余噪声功率时分别计算了各载波的平均MSE，并将其作为剩余噪声进行时域滤波系数的计算，克服了现有技术中使用统一的MSE均值带来的信道参数估计的偏差，可提高信道参数估计的准确率。

具体地，第一计算单元301具体用于计算经过频域滤波之后的载波信道参数的均方误差矩阵MSE_NN：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{NN}}={[R_{\mathrm{HH}}-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}{\left({\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}\right)}^H{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H{\mathrm{\σ}}^2]}_{\mathrm{NN}}$

其中σ²表示噪声功率，I是单位矩阵， 表示的厄密共轭转置，是各信道与导频符号处信道的相关函数，是导频符号处信道之间的相关函数，R_HH为一个OFDM符号中各子载波信道之间的自相关函数，表达成矩阵形式为：

$R_{\mathrm{HH}}=E\left\{{\mathrm{HH}}^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H(n,1)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,1)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,1)H^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H(n,2)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,2)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,2)H^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,N_p)H^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right].$

具体地，第二计算单元302具体包括：

第一计算子单元，用于由上述均方误差矩阵MSE_NN计算出导频符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_pilot：其中，由MSE_N,N中导频符号位置处的MSE组成，N_p表示一个OFDM符号中总的导频符号数，对于LTE或LTE-A系统，N_p=200；

第二计算子单元，用于由上述均方误差矩阵MSE_nn计算出数据符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_data：其中由MSE_N,N中数据符号位置处的MSE组成，N_d表示一个OFDM符号中总的数据符号数，对于LTE或LTE-A系统，N_d=N-N_p=1000；

第三计算子单元，用于计算导频点处的平均剩余噪声功率值MSE_pilot-a：MSE_pilot-a=trace(MSE_pilot)/L，其中，L表示OFDM符号时域方向上导频符号个数,对于LTE或LTE-A系统，L=0或2；

第四计算子单元，用于计算数据点处的平均剩余噪声功率值MSE_data-a：MSE_data-a=trace(MSE_data)/(M-L)，其中，M表示OFDM符号中导频符号的个数和数据符号的个数之和，对于LTE或LTE-A系统，M=4。

具体地，第三计算单元303包括：

预设单元，用于预设S=1；

第五计算子单元，用于计算第S载波的剩余噪声功率 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{av}}^2=\mathrm{\θ}\×(L\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{pilot}-a}+(M-L)\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{data}-a})/M;$ 其中，θ为预先设定的噪声功率理论值与实际值的间隙系数，例如θ可以在0.1－0.5之间，优选的可以将θ的值设为0.2，当然本领域技术人员还可以根据实际情况将θ设为其它合适的数值；

第六计算子单元，用于计算第S载波的自相关函数 其中，表示时域方向某载波各导频符号处信道间的相关函数，I_L表示时域方向上具有导频符号的OFDM符号的个数，对于LTE或LTE-A系统，一帧（两个时隙）中I_L=4；

第七计算子单元，用于计算第S载波的时域滤波器系数 其中表示时域方向某载波各信道与导频符号处信道的相关函数；

判断子单元，用于判断S是否大于或等于N；

循环单元，用于当上述判断子单元的判断结果为是时，结束上述第二计算单元的计算，以及用于当上述判断子单元的判断结果为否时，使S=S+1并将S值返回上述第五计算子单元以使上述第五计算子单元对下一个载波的剩余噪声功率进行计算。

具体地，在计算得到各载波的时域滤波器系数之后，时域滤波单元304具体用于，使用各载波的时域滤波器系数对经过频域滤波的得到的第二信道参数估计值进行时域滤波，最终得到各载波的信道参数估计值即 $H_t^n={\mathrm{\θ}}_t^{\left(n\right)}{H}_f^{\left(n\right)}.$

优选地，该系统还可包括：

第四计算单元305，用于使用最小均方LS算法计算插入导频符号处的第一信道参数值H_ls；

具体地，H_ls=X^-1Y，其中，X是发射机发射的导频符号的原始值，Y是接收机接收到的导频符号；

第五计算单元306，用于计算频域滤波系数，对上述第一信道参数值进行频域滤波，得到各载波的上述第二信道参数值。

具体地，第五计算单元306可包括：

第八计算子单元，用于计算频域滤波系数：

其中，β是与调制方式有关的常量，在LTE或LTE-A系统中，调制方式为QPSK（Quaternary Phase Shift Keying，四相相移键控）调制，β=1；是阶数为导频符号数的单位阵，对于LTE或LTE-A系统，导频符号数N_p=200；SNR是信噪比（Signal to Noise Ratio）；n=1,2，……N，对于LTE或LTE-A系统，N=1200；是各信道与导频符号处信道的相关函数，导频符号处信道之间的相关函数，对于第n个OFDM符号：

$R_{{\mathrm{HH}}_p}=E\left\{{\mathrm{HH}}_p^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,1)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,2)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H(n,N_p)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right];$

$R_{H_p{H}_p}=E\left\{{H_{p}H}_p^H\right\}=\left[\begin{array}{cccc}E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,1)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,1)\right\}& E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,2)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ E{\{H}_p(n,N_p)H_p^{*}(n,1)\}& E\left\{H_p(n,N_p)H_p^{*}(n,2)\right\}& \·\·\·& E\left\{H_p(n,N_p)H_p^{*}(n,N_p)\right\}\end{array}\right];$

上述公式中，E{}表示求统计平均值，H指的是所有信道，H_p指的是导频符号处的信道。

频域滤波子单元，用于利用上述频域滤波系数θ_filter对第一信道参数值H_ls进行频域滤波，得到上述的第二信道参数值

以上各实施例均基于同一发明构思，各实施例中的描述各有侧重，在个别实施例中描述未详尽之处，可参考其它实施例中的描述。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：闪存盘、只读存储器（Read-OnlyMemory，ROM）、随机存取器（Random Access Memory，RAM）、磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的信道参数估计方法及系统进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种信道参数估计方法，其特征在于，包括：

计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

利用所述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE之前，所述方法包括：

使用最小均方LS算法计算插入导频符号处的第一信道参数值；

计算频域滤波系数，对所述第一信道参数值进行频域滤波。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述计算频域滤波系数，对所述第一信道参数值进行频域滤波具体包括：

利用公式计算频域滤波系数θ_filter；其中，β是与调制方式有关的常量；是阶数为导频符号数的单位矩阵，SNR是信噪比，n=1,2，……N，N为预先设置的正整数，是各信道与导频符号处信道的相关函数，是导频符号处信道之间的相关函数；

利用所述频域滤波系数θ_filter对第一信道参数值进行频域滤波，得到第二信道参数值 其中，H_ls为所述第一信道参数值。

4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE具体包括：

计算经过频域滤波之后的载波信道参数的均方误差矩阵MSE_NN：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{NN}}={[R_{\mathrm{HH}}-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}{\left({\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}\right)}^H{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H{\mathrm{\σ}}^2]}_{\mathrm{NN}}$

其中σ²表示噪声功率，I是单位矩阵， 表示的厄密共轭转置，是各信道与导频符号处信道的相关函数，是导频符号处信道之间的相关函数，R_HH为一个OFDM符号中各子载波信道之间的自相关函数。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE具体包括：

由所述均方误差矩阵MSE_NN计算出导频符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_pilot：

其中，由MSE_N,N中导频符号位置处的元素组成，N_p表示一个OFDM符号中总的导频符号数；

由所述均方误差矩阵MSE_nn计算出数据符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_data：

其中由MSE_N,N中数据符号位置处的元素组成，N_d表示一个OFDM符号中总的数据符号数；

计算导频点处的平均剩余噪声功率值MSE_pilot-a，MSE_pilot-a=trace(MSE_pilot)/L，其中，L表示OFDM符号中导频符号个数；

计算数据点处的平均剩余噪声功率值MSE_data-a，MSE_data-a=trace(MSE_data)/(M-L)，其中，M表示OFDM符号中导频符号的个数与数据符号的个数之和，trace()表示矩阵主对角线元素的总和。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数具体包括：

预设S=1；

计算第S载波的剩余噪声功率 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{av}}^2=\mathrm{\θ}\×(L\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{pilot}-a}+(M-L)\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{data}-a})/M;$ 其中，θ为预先设定的噪声功率理论值与实际值的间隙系数；

计算第S载波的自相关函数 其中，表示时域方向某载波各导频符号处信道间的相关函数，I_L表示时域方向上具有导频符号的OFDM符号的个数；

计算第S载波的时域滤波器系数 其中表示时域方向某载波各信道与导频符号处信道的相关函数；

判断S是否大于或等于N，如果是，计算完毕，否则，使S=S+1并返回所述计算第S载波的剩余噪声功率的步骤。

7.一种信道参数估计系统，其特征在于，所述系统包括：

第一计算单元，用于计算经过频域滤波后第一个导频OFDM符号中各载波信道参数估计的均方误差MSE；

第二计算单元，用于利用所述各载波信道参数估计的MSE，分别计算各导频符号处以及非导频符号处信道估计的平均MSE；

第三计算单元，用于基于各载波在时域方向上的导频符号和数据符号数的不同，依次计算其平均MSE，将其作为各载波的剩余噪声，并利用所述各载波的剩余噪声计算其相应的时域滤波器系数；

时域滤波单元，用于利用所述时域滤波系数对频域滤波之后得到的信道参数值进行时域滤波，得到最终的信道参数值。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述第一计算单元具体用于计算经过频域滤波之后的载波信道参数的均方误差矩阵MSE_NN：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{NN}}={[R_{\mathrm{HH}}-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H-R_{{\mathrm{HH}}_p}{\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}{\left({\tilde{R}}_{H_p{H}_p}^{-1}\right)}^H{R}_{{\mathrm{HH}}_p}^H{\mathrm{\σ}}^2]}_{\mathrm{NN}}$

其中σ²表示噪声功率，I是单位矩阵， 表示的厄密共轭转置，是各信道与导频符号处信道的相关函数，是导频符号处信道之间的相关函数，R_HH为一个OFDM符号中各子载波信道之间的自相关函数。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述第二计算单元具体包括：

第一计算子单元，用于由所述均方误差矩阵MSE_NN计算出导频符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_pilot，其中，由MSE_N,N中导频符号位置处的元素组成，N_p表示一个OFDM符号中总的导频符号数；

第二计算子单元，用于由所述均方误差矩阵MSE_nn计算出数据符号处信道参数估计的MSE矩阵MSE_data，其中由MSE_N,N中数据符号位置处的元素组成，N_d表示一个OFDM符号中总的数据符号数；

第三计算子单元，用于计算导频点处的平均剩余噪声功率值MSE_pilot-a，MSE_pilot-a=trace(MSE_pilot)/L，其中，L表示OFDM中导频符号个数；

第四计算子单元，用于计算数据点处的平均剩余噪声功率值MSE_data-a，MSE_data-a=trace(MSE_data)/(M-L)，其中，M表示OFDM符号中导频符号的个数与数据符号的个数之和，trace()表示矩阵主对角线元素的总和。

10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述第三计算单元包括：

预设单元，用于预设S=1；

第五计算子单元，用于计算第S载波的剩余噪声功率 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{av}}^2=\mathrm{\θ}\×(L\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{pilot}-a}+(M-L)\×{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{data}-a})/M;$ 其中，θ为预先设定的噪声功率理论值与实际值的间隙系数；

第六计算子单元，用于计算第S载波的自相关函数 其中，表示时域方向某载波各导频符号处信道间的相关函数，I_L表示时域方向上具有导频符号的OFDM符号的个数；

第七计算子单元，用于计算第S载波的时域滤波器系数 其中表示时域方向某载波各信道与导频符号处信道的相关函数；

判断子单元，用于判断S是否大于或等于N；

循环单元，用于当所述判断子单元的判断结果为是时，结束所述第二计算单元的计算，以及用于当所述判断子单元的判断结果为否时，使S=S+1并将S值返回所述第五计算子单元以使所述第五计算子单元对下一个载波的剩余噪声功率进行计算。