CN104242621A - Lc 缓冲电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了LC缓冲电路，其用于开关变换器，该开关变换器包括串联连接的电感器和开关器件。LC缓冲电路包括第一缓冲二极管、缓冲电容器、第二缓冲二极管以及具有一次绕组和二次绕组的缓冲互感器。缓冲互感器的二次绕组连接至开关变换器的输出端。

Description

LC 缓冲电路

技术领域

本发明涉及LC(电感电容)缓冲(snubber)电路，并且具体地涉及使LC缓冲电路中的循环电流的最小化。 

背景技术

已经开发了各种电压缓冲电路，用于保证开关变换器(switching converter)中的半导体的电压应力余量。RCD缓冲器被广泛地用于成本敏感应用，但是它会导致相当大的功率损耗[1]-[2]。 

LC缓冲器可以提供用于减小在效率敏感应用中的功率损耗[3]-[9]的可选解决方案。图1a至图1c示出了传统LC缓冲器的一些实现方式。图1a示出了在反激式变换器中的LC缓冲器11。图1b示出了在正激式变换器中的LC缓冲器12。图1c示出了在电流馈送变换器中的LC缓冲器13。 

如图1a所示的反激式变换器拓扑结构因其包括一个开关Q、一个二极管D_o和互感器(transformer)T的简单结构而成为一种用于低功率应用的流行拓扑结构[1]。然而，作为简单结构的代价，反激式变换器可能在开关Q和二极管D_o上遭受大的电压/电流应力。此外，开关Q关断时主互感器T的漏电感会导致相当大的电压尖峰。因此，可能需要使用例如如图1a所示的电压缓冲器。 

在一些高电源电压应用中，例如，其中电源电压可以达到1200V的三相辅助电源(APS，three-phase auxiliary power supply)，开关变换器中的开关器件的电压应力余量可能非常有限。因此，缓冲器可能必须能够将额外的电压应力限制到小范围[2]。在这种情况下，可以增大LC缓冲器中的缓冲电容，这反过来会导致了更高的循环电流。这些循环电流可能引起在开关中和在缓冲电路自身中的额外的传导损耗。所开发的LC缓冲器中的一些LC缓冲器可以改善性能[7]-[9]，但是它们仅限于窄的电源电压范围。 

发明内容

本发明的目的是提供用于减轻上述缺点的方法以及实现该方法的装置。通过由在独立权利要求中所述的内容来表征的配置和方法来实现本发明的目的。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施例。 

本公开提出了用于开关变换器的增强型LC缓冲器拓扑结构。增强型LC缓冲器与传统LC缓冲器相比可以减小循环电流。所提出的缓冲器具有与开关变换器的输出端的耦接，通过该耦接可以将存储在缓冲器中的能量转移至输出端，这使得循环电流最小化。这可以带来更高的效率。可以通过使其一次绕组用作缓冲电感的互感器来实现与输出端的耦接。 

所公开的LC缓冲器可以为开关变换器的开关提供有效的电压钳制。可以减小开关(多个开关)的峰值电压应力。这带来了更低的开关电压应力和更高的可靠性。有效的电压钳制还可以为增大了的占空比提供空间，从而进一步地减小传导损耗。 

在开关处于导通状态期间，随着通过缓冲器转移一部分电力，可以减小输出电容器的电流纹波。随着纹波的减小，开关变换器的输出滤波器的尺寸也可以减小。 

所公开的增强型LC缓冲器可以应用于各种类型的变换器拓扑结构，并且可以通过增强型LC缓冲器的不同类型的二次级来实现。 

附图说明

下面将参照附图借助于优选实施例更详细地对本发明进行描述，其中： 

图1a至图1c示出了传统LC缓冲器的一些实现方式； 

图2a至图2c示出了传统LC缓冲器的示例性电压波形和示例性电流波形； 

图3a至图3e示出了传统LC缓冲器的电流路径； 

图4a至图4e例示了所公开的增强型LC缓冲器拓扑结构的示例性实现方式； 

图5示出了在反激式变换器中的增强型LC缓冲电路的示例性实现方式； 

图6a至图6d示出了图5的增强型LC缓冲器的示例性电压波形和示例性电流波形； 

图7a至7d示出了在图5的增强型LC缓冲器中的电流路径； 

图8a至图8d示出了传统LC缓冲器的示例性的仿真电流波形和仿真电压波形；以及 

图9a至图9d示出了增强型LC缓冲器的示例性的仿真电流波形和仿真电压波形。 

具体实施方式

接下来对反激式变换器中安装的如图1a所例示的传统LC缓冲器的操作原理进行更详细地讨论。还对引起额外的传导损耗的循环电流进行了研究。图2a至图2c示出了图1a中所示的缓冲器的示例性电压波形和示例性电流波形。在图2a中示出了互感器T的磁化电流I_Lm和漏电流I_lkg，以及通过开关器件Q的电流I_Q；在图2b中示出了在开关器件Q上的电压V_Q和在缓冲电容器C_sn上的电压V_Csn；在图2c中示出了通过缓冲二极管D_sn1的电流I_Dsn1和通过缓冲二极管D_sn2的电流I_Dsn2。 

图3a至图3e示出了图1a的LC缓冲器的电流路径。为了电路分析，使用图3a至图3e中的包括理想互感器、磁化电感L_m和漏电感L_lkg的等效电路来替代主互感器。 

图1a中的缓冲器的操作可以分为五种模式。在图2a至2c中的时刻t₀处，开关Q接通并且将电源电压V_S施加至互感器一次侧，因此缓冲器进入模式0。互感器的磁化电流I_Lm开始流过在图3a所示的路径31上的Q。同时，缓冲电容器C_sn和缓冲电感器L_sn形成第一谐振电路并且由谐振操作引起的正弦电流开始流过图3a所示的路径32上的Q。可以如下计算通过缓冲电感器L_sn的正弦电流： 

$L_{\mathrm{Lsn}}\left(t\right)=V_{\mathrm{Csn},\mathrm{peak}}\sqrt{\frac{C_{\mathrm{sn}}}{L_{\mathrm{sn}}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_1(t-t_0)\right),---\left(1\right)$

其中，ω₁是第一谐振电路的谐振频率，并且V_Csn，peak是在缓冲电容器C_sn上 的(正)峰值电压。可以如下计算(正)峰值电压： 

V_Csn，peak＝ΔV_Q+nV_O，  (2) 

其中，ΔV_Q是在开关Q上的额外的电压应力，并且V_O是开关变换器的输出电压；n是互感器T的变压系数。可以如下计算谐振频率ω₁： 

${\mathrm{\ω}}_1=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{sn}}{C}_{\mathrm{sn}}}}.$

图2c示出了在时刻t₀与时刻t₁之间第二缓冲二极管电流的正弦波形。 

在图2c中的时刻t₁处，第二缓冲电流I_Dsn2达到零，并且缓冲电路进入模式1。如图2a还示出的，仅磁化电流I_Lm流过开关Q。 

在时刻t₂处，开关Q关断并且缓冲器进入模式2。由于开关不再导电，因此第一缓冲二极管D_sn1开始进行导电并且磁化电流I_Lm为缓冲电容器C_sn充电。图3c示出了磁化电流I_Lm的新路径33。如图2b所示，缓冲电容器电压V_Csn增大并且开关电压V_Q相应地增大。 

在时刻t₃处，缓冲器进入模式3。开关电压V_Q达到V_S+nV_O，即，Q上的稳态电压应力，并且磁化电流开始流过理想互感器的一次绕组(在图3d上的路径34上)。变换器的输出二极管D_O开始导电并且(通过图3d中的路径35)为输出电容器C_O充电。同时，存储在漏电感L_lkg中的能量通过路径33为缓冲电容器C_sn充电，因此开关电压V_Q开始上升超过稳态电压应力V_S+nV_O。随着开关器件电压V_Q开始增大，漏电流I_lkg减小。可以将漏电流I_lkg限定如下： 

I_lkg(t)＝I_Q，peak{1-cos(ω₂(t-t₃))}，  (3) 

其中，ω₂是第二谐振电路的谐振频率并且可以限定如下： 

${\mathrm{\ω}}_2=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{lkg}}{C}_{\mathrm{sn}}}}.$

可以将开关器件电压V_Q计算如下： 

$V_Q\left(t\right)=V_S+n{V}_O+I_{Q,\mathrm{peak}}\sqrt{\frac{L_{\mathrm{lkg}}}{C_{\mathrm{sn}}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_2(t-t_3)\right),---\left(4\right)$

其中，I_Q，peak是通过开关器件Q的峰值电流，即，在时刻t₃处通过开关器件Q的电流I_Q(t₃)。 

在图2a的时刻t₄处，I_lkg达到零。在图2b中，V_Q达到最大电压，然后再次减小至稳态电压应力水平。缓冲器进入模式4，其中开关仍然处于非导电状态。磁化电流仍通过路径34和路径35为输出电容器C_O充电。 

然后开关器件Q再次接通并且整个循环从模式0开始重复。 

在图2b中(在时刻t₃和时刻t₄之间)可以看出在稳态电压应力V_S+nV_O之上的额外的电压应力ΔV_Q。额外的电压应力ΔV_Q的电平取决于如何实现缓冲器。基于等式4，可以将额外的电压应力限定如下： 

${\mathrm{\ΔV}}_Q=I_{Q,\mathrm{peak}}\sqrt{\frac{L_{\mathrm{lkg}}}{C_{\mathrm{sn}}}}.---\left(5\right)$

为了确保将开关的最大电压应力保持在所期待的余量内，首先可以确定额外的电压应力ΔV_Q的最大电平。然后，可以基于等式5针对给定的I_Q，peak值和L_lkg值来确定缓冲电容器C_sn的电容： 

$C_{\mathrm{sn}}=\frac{L_{\mathrm{lkg}}{I}_{Q,\mathrm{peak}}^2}{\mathrm{\Δ}{V}_Q^2}.---\left(6\right)$

在图1a的缓冲器中引起的(多个)循环电流与C_sn成比例并且可以表示如下： 

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Dsnl},\mathrm{avg}}=I_{\mathrm{Dsn}2,\mathrm{avg}}=I_{\mathrm{Lsn},\mathrm{avg}}=2V_{\mathrm{Csn},\mathrm{peak}}{C}_{\mathrm{sn}}{F}_s\\ =2(I_{Q,\mathrm{peak}}\sqrt{L_{\mathrm{lk}|g}{C}_{\mathrm{sn}}}+n{V}_O{C}_{\mathrm{sn}})F_s\end{array},---\left(7\right)$

其中，F_s是开关变换器的开关频率。 

如等式6和等式7所示，随着额外的电压应力ΔV_Q减小，循环电流增大。该循环电流可以根据应用和设计而变化。例如，如果开关电压应力余量小，如在APS应用中，则可以使用大的缓冲电容器C_sn。因此，在缓冲器中引起了更大的循环电流，这会导致更大的传导损耗。例如，图2a至图2c呈现了根据APS规格设计的开关变换器的波形。如图2a和图2c所示，总循环电流I_Dsn1+I_Dsn2形成了转移能量的电流I_lkg的大部分。 

本公开公开了一种可以减小循环电流的、用于开关变换器的LC缓冲电路。为了减小缓冲电路内的循环电流，所公开的增强型LC缓冲器将存储在缓冲器中的能量转移至开关变换器的输出侧。所公开的增强型LC缓冲器拓扑结构可应用于多种开关变换器。例如，它可以用于这样的开关变换器，该开关变换器包括用于产生输出电压的电感和开关器件的串联连接。 

图4a至图4e例示了所公开的增强型LC缓冲器拓扑结构的示例性实现方式。图4a例示了包括所公开的增强型LC缓冲器拓扑结构的示例性开关变换器。图4a的LC缓冲器40可以用于限制开关变换器的主开关器件的最大电压应力。 

在图4a中，开关变换器是反激式变换器形式的隔离开关变换器。由在第一连接节点41与第二连接节点42之间连接的第一变换电感器和在第二连接节点42与第三连接节点43之间连接的第一变换开关器件Q形成串联连接。该串联连接由电源电压V_S供电。 

在图4a中，第一变换电感器是以主互感器T的一次绕组的形式。在电压源V_S的输出端之间连接主互感器T一次绕组和开关器件Q的串联连接。主互感器T的二次绕组通过输出二极管D_O连接至输出电容器。图4a中的开关器件Q是N沟道耗尽型MOSFET。开关器件Q配置成对在从第二连接节点42至第三连接节点43的方向上的电流的流动进行控制。 

图4a中的增强型LC缓冲器40的基本结构类似于传统LC缓冲器的基本结构。增强型LC缓冲电路40包括在第四连接节点44与第一连接节点41之间连接的第一缓冲二极管D_sn1以及在第二连接节点42与第四连接 节点44之间连接的缓冲电容器C_sn。 

在缓冲器40中，存储在缓冲器中的能量通过耦接至开关变换器的输出端的缓冲互感器T_sn转移至输出端，以最小化缓冲器40中的循环电流。所公开的缓冲器拓扑结构包括第二缓冲二极管D_sn2以及具有一次绕组和二次绕组的缓冲互感器T_sn。在第三连接节点43与第四连接节点44之间串联连接一次绕组和第二缓冲二极管D_sn2。图4a示出了具有减极性的缓冲互感器T_sn。 

在第二连接节点42与第四连接节点44之间并且通过第三连接节点43的路径上，第二缓冲二极管D_sn2在开关器件Q配置成对电流流动进行控制的方向上被正向偏置。 

在第一连接节点41与第三连接节点43之间的通过第四连接节点44的路径上，第一缓冲二极管D_sn1在与第二缓冲二极管D_sn2相同的方向上被正向偏置。 

为了将存储在缓冲电容器C_sn中的能量转移至输出端，缓冲电路40还包括将缓冲互感器T_sn的二次绕组连接至开关变换器的输出端的整流装置45。在图4a中，整流装置连接在输出电容器的两极处的两个输出连接节点46与47之间。整流装置可以包括用于对经整流的电流进行滤波的滤波装置。图4b至图4e例示了适合于所公开的增强型LC缓冲器的整流装置的示例性实现方式。图4b示出了单个二极管整流器；图4c示出了用于反激式变换器操作的具有相反点(即，具有加极性的缓冲互感器)的单个二极管整流器；图4d示出了倍压型整流器；图4e示出了用于正向变换器操作的具有电感滤波器的整流装置。此外，例如可以使用中心抽头式整流器或全桥式整流器。 

可以认为图4a中的缓冲器40是将电力从C_sn转移至输出端、与主变换器共享开关的小的隔离DC-DC变换器。该额外的电力转移过程使得通常引起缓冲电路中的大传导损耗的循环电流能够最小化。 

所公开的缓冲器拓扑结构的使用不限于图4a所示的反激式变换器。可以使用其他开关变换器拓扑结构和/或其他类型的电感和/或开关器件。例如，开关器件可以是MOSFET或IGBT。开关变换器还可以由负电源电压供电。 

图5示出了所公开的反激式变换器中的增强型LC缓冲器拓扑结构的示例性实现方式。图5中的LC缓冲器50可以限制额外的电压应力，同 时将循环电流维持在较低的水平。 

在图5中，由将缓冲互感器T_sn的二次绕组连接至开关变换器的输出端的二次输出二极管D_o2来形成用于耦接缓冲互感器T_sn的二次绕组的整流装置。图5示出了具有减极性的缓冲互感器T_sn。 

图5中的缓冲器50利用缓冲互感器T_sn的漏电感L_sn，lkg与缓冲电容器C_sn之间的谐振。缓冲互感器T_sn一次绕组的漏电感L_sn，lkg、第二缓冲二极管D_sn2、缓冲电容器C_sn以及第一开关器件Q形成谐振电路。 

由于与传统LC缓冲器的缓冲电感相比L_sn，lkg较小，因此缓冲电容器C_sn可能必须更大，以维持谐振频率并且减小缓冲器的峰值电流。因此，缓冲电容器电压V_Csn几乎保持为恒定值，这也有助于减小开关电压应力。 

图6a至图6d示出了图5的缓冲器的示例性电压波形和示例性电流波形。在图6a至图6d中示出了操作的四种模式。在图6a中示出了互感器T的磁化电流I_Lm和漏电流I_lkg和通过开关器件Q的电流I_Q；在图6b中示出了在开关器件Q上的电压V_Q和在缓冲电容器C_sn上的电压V_Csn；在图6c中示出了通过缓冲二极管D_sn1的电流I_Dsn1和通过缓冲二极管D_sn2的电流I_Dsn2；在图6d中示出了通过输出二极管D_O1的电流I_Do1和通过输出二极管D_O2的电流I_Do2。 

图7a至图7d示出了在每种模式期间在LC缓冲器中的缓冲电流路径。为了电路分析，由图7a至图7d中的包括理想互感器、磁化电感L_m和漏电感L_lkg的等效电路来表示主互感器。使用缓冲磁化电感L_sn，M和缓冲漏电感L_sn，lkg表示缓冲互感器。开关变换器由600V的电源电压V_S供电。由基准电压V_Csn表示在缓冲电容器C_sn上的电压。 

在图6a至图6d的时刻t₀处，开关Q接通并且磁化电流I_Lm开始流过开关器件O：模式0开始。图7a例示了磁化电流I_Lm的路径71。同时，缓冲电容器C_sn和缓冲漏电感L_sn，lkg形成谐振电路72，并且通过缓冲互感器形成了从C_sn到输出端的能量转移路径73。因此，存储在C_sn的能量转移至输出端。在模式0下，谐振电路的电流可以定义为通过缓冲电容器漏电感的电流I_Lsn，lkg： 

$I_{\mathrm{Lsn},\mathrm{lkg}}\left(t\right)=(V_{\mathrm{Csn},\max }-n_{\mathrm{sn}}{V}_O)\sqrt{\frac{C_{\mathrm{sn}}}{L_{\mathrm{sn},\mathrm{lkg}}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_3(t-t_0)\right),---\left(8\right)$

其中，V_Csn，max是缓冲电容器电压的最大值；V_O是输出电压；n_sn是缓冲互 感器的匝数比；ω₃是谐振电路的谐振频率，其可以定义如下： 

${\mathrm{\ω}}_3=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{sn},\mathrm{lkg}}{C}_{\mathrm{sn}}}}.$

如图6a和图6c所示，在时刻t₁处谐振操作结束。增强型LC缓冲器进入模式1。图6c示出了缓冲互感器中仍然流动着相对小的磁化电流I_Lsn，M。图7b示出了缓冲互感器磁化电流I_Lsn，M的路径72。主互感器的磁化电流I_Lm还在路径71上流动。 

在时刻t₂处，开关器件Q断开。缓冲电路进入模式2。图6b示出了开关器件O的电压V_Q的急剧上升。第一缓冲二极管D_sn1导电并且电压V_Q被钳制到V_S+V_Csn。输出二极管D_O1也导电并且形成了通过主互感器至输出端的能量转移路径74。主互感器的磁化电流I_Lm开始在路径75上流动。 

漏电感电流L_lkg流至缓冲电容器C_sn，即，存储在漏电感L_lkg中的能量转移至C_sn。图7c示出了漏电流L_lkg的路径76。可以将漏电感电流I_lkg定义如下： 

$I_{\mathrm{lkg}}\left(t\right)=I_{Q,\mathrm{peak}}-\frac{V_{\mathrm{Csn},\mathrm{avg}}-n{V}_O}{L_{\mathrm{lkg}}}(t-t_2),---\left(9\right)$

其中，V_Csn，avg是缓冲电容器C_sn的平均电压。缓冲互感器的磁化电流I_Lsn，M通过缓冲二极管D_sn1和D_sn2流回至路径77上的输入侧，这保证了缓冲互感器复位。 

在时刻t₃处，还如图6a所示，通过主互感器的漏电感的电流I_lkg达到零。缓冲电路进入模式3。开关保持在稳定的非导电状态。输出二极管D_O1导电，并且主互感器的磁化电流I_Lm经由路径74和路径75流至输出端。 

然后，开关器件Q再次接通并且整个循环从模式0开始重复。 

可以根据下面的等式10至等式14获得在增强型LC缓冲电路中的电压/电流应力。已经忽略了缓冲互感器T_sn的磁化电感L_sn，M的影响。随着缓冲互感器T_sn的匝数比n_sn减小，额外的电压应力ΔV_Q减小而缓冲电流增大。即，总电力的大部分通过缓冲器转移至输出端。为了最小化总传导损耗，同时保证开关电压应力余量，可能必须仔细地选择缓冲互感器的匝数比n_sn。 

V_Csn，avg＝n_snV_O，  (10) 

ΔV_Q＝(n_sn-n)V_O，  (11) 

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{Csn}}=\frac{{I_{Q,\mathrm{peak}}}^2{L}_{\mathrm{lkg}}}{2(1-n/n_{\mathrm{sn}})V_O{C}_{\mathrm{sn}}},---\left(12\right)$

$I_{\mathrm{Dsnl},\mathrm{avg}}=I_{\mathrm{Dsn}2,\mathrm{avg}}=I_{\mathrm{Lsn},\mathrm{avg}}=\frac{{I_{Q,\mathrm{peak}}}^2{L}_{\mathrm{lkg}}}{2(n_{\mathrm{sn}}-n)V_O{T}_S},$ 和  (13) 

$I_{\mathrm{Dol},\mathrm{avg}}=\frac{{I_{Q,\mathrm{peak}}}^2{L}_{\mathrm{lkg}}}{2(1-n/n_{\mathrm{sn}})V_O{T}_S},---\left(14\right)$

其中，T_S是开关循环的时长(＝1/F_S)。 

通过计算机仿真验证了所公开的增强型缓冲器的性能。对具有图5中所示的增强型LC缓冲电路的反激式变换器进行了仿真，并且将该仿真与对图1a的传统LC缓冲器的仿真进行了比较。 

根据APS规格设计了仿真的反激式变换器，电源电压在300V至1200V的范围内。由于仅少量合适的开关器件(例如1500-V Si MOSFET或1700-V SiC JFET/MOSFET)可用，所以开关上的额外的电压应力相对较小。因此，限制额外的电压应力的缓冲器负担沉重，这使得缓冲器的设计在效率方面更重要。 

针对1700V开关来选择用于仿真的设计参数。在两个仿真中，反激式变换器的电源电压V_S是1000V；输出电压V_O是24V；输出功率P_O是260W；开关频率F_S是60kHz。在仿真中所使用的主互感器的匝数比N_P∶N_S是16∶3；主互感器的磁化电感L_M是700μH；漏电感L_lkg是20μH。 

在传统LC缓冲器的仿真中，缓冲电感器L_sn具有40μH的电感；缓冲电容器C_sn具有5nF的电容。图8a至图8d示出了传统LC缓冲器的仿真电流波形和仿真电压波形。 

在增强型LC缓冲器的仿真中，缓冲互感器一次绕组具有2μH的漏电感L_sn，lkg；缓冲电容器C_sn具有100nF的电容。在仿真中所使用的缓冲互感器的匝数比N_P，sn∶N_S，sn是25∶3。图9a至图9d示出了增强型LC缓冲器的仿真电流波形和仿真电压波形。 

图8a和图9a示出了磁化电流I_Lm、漏电流I_lkg和开关器件Q的电流I_Q；图8b和图9b示出了在开关器件Q上的电压V_Q和缓冲电容器电压V_Csn；图8c和图9c示出了缓冲二极管电流I_Dsn1和I_Dsn2；图8d和图9d示出了第一输出二极管电流I_Do1，并且在图9d中示出了第二输出二极管电流I_Do2。在表1中给出了仿真的电流/电压应力的比较。 

表1.仿真的电流/电压应力的比较 

	传统的LC缓冲器	增强型LC缓冲器
			Ilkg，avg	0.486A	0.388A
Ilkg，rms	1.224A	1A
			IQ，avg	0.484A	0.386A
IQ，rms	1.49A	1.133A
			IDsn1，avg	0.206A	0.112A
IDsn1，rms	0.861A	0.546A
			IDsn2，avg	0.204A	0.11A
IDsn2，rms	0.796A	0.4A
			IDo1，avg	10.9A	10.11A
IDo1，rms	12.5A	11.5A
			IDo2，avg	-	0.79A
IDo2，rms	-	3.18A
			ICo，rms	6.11A	4.93A
VQ，peak	1370V	1214V
			VCsn，peak	370V	214V

如表1所示，在仿真的增强型LC缓冲器中，将仿真的缓冲电流I_Dsn1和I_Dsn2减小了大约一半，这引起了I_lkg和I_Q的减小。因此，可以使用增强型LC缓冲器实现更小的传导损耗。峰值开关电压应力也从1370V减小至1214V。这样的减小可以提高反激式变换器的可靠性。此外，较小的电压应力还提供了设计灵活性以进一步增大占空比，这可以用于进一步减小传导损耗。 

在开关Q处于导通状态期间，仿真的增强型缓冲器通过D_o2转移一部分电力。因此，减小了输出电容器的纹波电流。更小的纹波使得能够使用更小的输出电容器。 

对于本领域的技术人员明显的是，可以以各种方式实现本发明的构思。本发明及其实施例不限于上述示例，而是可以在权利要求的范围内变化。 

参考文献 

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[3]US5260607(A)1993-11-09，K.Yoshihide，Snubber circuit for power converter. 

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[5]T.Ninomiya，T.Tanaka，and K.Harada，“Analysis and optimization of a nondissipative LC turn-off snubber，”IEEE Trans.Power Electronics，vol.3，no.2，Apr.1988. 

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[9]TW201119201(A)2011-06-01，R.L.Lin and Y.H.Huang，Forward-flyback converter with lossless snubber circuit. 

Claims (8)

1.一种用于开关变换器的LC缓冲电路，所述开关变换器包括：

第一变换电感器，所述第一变换电感器连接在第一连接节点(41)与第二连接节点(42)之间，以及

第一变换开关器件，所述第一变换开关器件连接在所述第二连接节点(42)与第三连接节点(43)之间，

其中，所述LC缓冲电路包括：

第一缓冲二极管，所述第一缓冲二极管连接在第四连接节点(44)与所述第一连接节点(41)之间，

缓冲电容器，所述缓冲电容器连接在所述第二连接节点(42)与所述第四连接节点(44)之间，

第二缓冲二极管和具有一次绕组和二次绕组的缓冲互感器，其中，所述一次绕组与所述第二缓冲二极管串联地连接在所述第三连接节点(43)与所述第四连接节点(44)之间，以及

整流装置，所述整流装置将所述缓冲互感器的二次绕组连接至所述开关变换器的输出端。

2.根据权利要求1所述的LC缓冲电路，其中，所述整流装置由将所述缓冲互感器的二次绕组连接至所述开关变换器的输出端的二极管来形成。

3.根据权利要求1或2所述的LC缓冲电路，其中，所述缓冲互感器具有减极性。

4.一种开关变换器，包括根据上述权利要求中任一项所述的LC缓冲电路。

5.根据权利要求4所述的开关变换器，其中，所述开关变换器是隔离开关变换器，并且所述第一变换电感器是所述开关变换器的主互感器的一次绕组。

6.根据权利要求5所述的开关变换器，其中，所述隔离开关变换器是反激式变换器。

7.一种用于开关变换器的方法，所述开关变换器包括：

第一变换电感器，所述第一变换电感器连接在第一连接节点(41)与第二连接节点(42)之间，以及

第一变换开关器件，所述第一变换开关器件连接在所述第二连接节点(42)与第三连接节点(43)之间，

其中，所述方法包括：

使用LC缓冲器来限制所述第一变换开关器件的最大电压应力，

通过与输出端耦接的缓冲互感器，将存储在所述LC缓冲器中的能量转移至所述输出端，以最小化所述LC缓冲器中的循环电流。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述方法包括使用根据权利要求1或2所述的LC缓冲器。