CN104184425A - 单端输入的d类音频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、ClassD算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，反馈电容Cf的两端连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf的两端连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零，输入电压源Vbias为自适应电压源，使其满足以下条件：或者输入电压源Vbias为固定值，在运放A的第一输入端输入满足以下条件的自适应电流源Ip。

Description

单端输入的D类音频功率放大器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种单端输入的D类音频功率放大器。

背景技术

实现音频放大器的类型包括A类放大器，B类放大器和AB类放大器。与D类音频功率放大器相比较，即使是最有效的线性输出级，它们的输出级功耗也很大。这种差别使得D类放大器在许多应用中具有显著的优势，因为低功耗产生热量较少，节省印制电路板(PCB)面积和成本，并且能够延长便携式系统的电池寿命。

如图1所示，现有技术的D类音频功率放大器一般包括积分电路、ClassD算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放A、反馈电容Cf和反馈电阻Rf，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，功率级电路的输入电压为Vcc，上开关管的占空比为D，将Vbias的固定值电压源信号输入至运放A的第二输入端。

由于输入至运放A的第二输入端的电压源Vbias为固定值，使得功率级电路的输出电压Vo＝D·Vcc(一般为矩形波)的平均值不可调，其平均值可能偏离D·Vcc，因此会限制输出电压Vo的最大摆幅。在输出电压Vo经过低通滤波器后，形成正弦波Vo’，如图2所示，Vo₁’、Vo₂’、Vo₃’分别表示未发生偏离、向上偏离和向下偏离的三种情况，当向上或向下偏离时，Vo₂’的峰值会超出Vcc，Vo₃’的谷值则会低于零点，高于Vcc和低于零点的部分会被“削平”，因而不能有效利用输出电压，无法实现最大峰值输出，使得THD(谐波失真)性能变差。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种单端输入的D类音频功率放大器，以解决现有技术中存在的不能有效利用输出电压，无法实现最大峰值输出的问题。

本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为自适应电压源，满足以下条件：

$\begin{array}{cc}\mathrm{Vbias}=\frac{\mathrm{Rf}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}& +\frac{\mathrm{Rin}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\begin{array}{cc}\mathrm{DV}& \mathrm{cc}.\end{array}\end{array}$

优选地，所述的输入电压源Vbias由自适应电压产生电路实现，所述的自适应电压产生电路包括与输入电阻Rin等阻值的电阻Rin’和与反馈电阻Rf等阻值的电阻Rf’，电阻Rin’的一端接入输入信号Vin的直流分量Vin_offset，电阻Rf’的一端接入输入量D·Vcc，电阻Rin’的另一端与电阻Rf’的另一端连接，电阻Rin’与电阻Rf’的公共端接入运放A的第二输入端。

优选地，所述的输入电压源Vbias由自适应电压产生电路实现，所述的Class D算法器包括脉宽调制电路，脉宽调制电路的第一输入端接收Class D算法器内部产生的调制信号，脉宽调制电路的第二输入端输入斜波信号，所述的自适应电压产生电路包括减法器和自适应控制器，所述的减法器在调制信号与参考电压信号之间作减法运算，自适应控制器根据调制信号与参考电压信号之间的差值进行自适应调节输出自适应电压源Vbias至运放A的第二输入端。

优选地，在运放A的第二输入端还连接有电容Cp，电容Cp的另一端接地。

优选地，所述的Class D算法器的输入端接积分电路的输出端，Class D算法器的输出信号通过驱动器驱动功率级电路。

优选地，所述功率级电路的输出电压Vo经第一低通滤波器进行滤波，再经电容Co输出至扬声器。

优选地，输入量D·Vcc经第二低通滤波器滤波后再与电阻Rf’的一端连接。

本发明的另一技术解决方案是，提供一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为固定值，在运放A的第一输入端输入自适应电流源Ip，所述的自适应电流源Ip满足以下条件：

$\mathrm{Ip}=\mathrm{Vbias}(\frac{1}{\mathrm{Rf}}+\frac{1}{\mathrm{Rin}})-\frac{\mathrm{DVcc}}{\mathrm{Rf}}+\frac{\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{Rin}}.$

采用本发明的结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：本发明根据稳态下的电路特性，在稳态下流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零，从而提出了两个自适应的技术方案，在运放的第二输入端接入自适应的电压源或在运放的第一输入端接入自适应的电流源，从而实现了功率级电路的输出电压自适应可调，使输出电压的平均值维持在上开关管的占空比与功率级电路输入电压之积，达到最大峰值电压输出，能够实现对输出电压的有效利用。

附图说明

图1为现有技术的D类音频功率放大器结构示意图；

图2为现有技术中功率级电路的输出电压未发生偏离、向上偏离和向下偏离的三种情况的对比图。

图3为本发明实施例1的电路结构示意图。

图4为本发明实施例2的电路结构示意图。

图5为本发明实施例3的电路结构示意图。

具体实施方式

下面将结合示意图对本发明的单端输入的D类音频功率放大器作更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以在此描述基础上，在权利要求的范围内对本发明具体电路进行变换和替换，而仍然实现本发明的有利效果。下列描述并不作为对本发明的限制。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的核心在于，提供一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf的两端连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf的两端连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为自适应电压源，满足以下条件：

$\begin{array}{cc}\mathrm{Vbias}=\frac{\mathrm{Rf}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}& +\frac{\mathrm{Rin}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\begin{array}{cc}\mathrm{DV}& \mathrm{cc}.\end{array}\end{array}$

进一步地，本发明还提供一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf的两端连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf的两端连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为固定值，在运放A的第一输入端输入自适应电流源Ip，所述的自适应电流源Ip满足以下条件：

$\mathrm{Ip}=\mathrm{Vbias}(\frac{1}{\mathrm{Rf}}+\frac{1}{\mathrm{Rin}})-\frac{\mathrm{DVcc}}{\mathrm{Rf}}+\frac{\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{Rin}}.$

参考图2所示，示意了功率级电路的输出电压Vo经低通滤波器滤波后得到的三种情况，Vo₁’、Vo₂’、Vo₃’分别表示未发生偏离、向上偏离和向下偏离。本发明要实现的是，输出电压Vo和经低通滤波器处理得到的Vo’不会发生偏移，即图中Vo₁’所示，实现最大峰值输出。

参考图3所示，其中示意了满足本发明要求的自适应输入电压源Vbias的自适应电压产生电路的一种实施方式(实施例1)。所述的自适应电压产生电路包括与输入电阻Rin等阻值的电阻Rin’和与反馈电阻Rf等阻值的电阻Rf’，电阻Rin’的一端接入输入信号Vin的直流分量Vin_offset(即输入信号Vin的偏置电压，Vin＝Vin_offset+Aincos(ωt))，电阻Rf’的一端接入输入量D·Vcc，电阻Rin’的另一端与电阻Rf’的另一端连接，电阻Rin’与电阻Rf’的公共端接入运放A的第二输入端。

在上述电路的基础上，输入量D·Vcc先经第二低通滤波器处理后再接入电阻Rf’的一端，因此得到D·Vcc的直流分量输入至Rf’，以减少谐波。

所述的Class D算法器的输入端接积分电路的输出端，Class D算法器的输出端通过驱动器驱动功率级电路；所述功率级电路的输出电压Vo经第一低通滤波器进行滤波，再经电容Co输出至扬声器。

参考图4所示，示意本发明的另一实施例(实施例2)，实施例2与实施例1基于同一发明构思，基于稳态下流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零，以及相关参数之间的关系，实施例1是通过对现有技术固定值电压源进行自适应的改造，从而使其满足稳态下的条件。与实施例1不同的是，实施例2是在运放A的第二输入端的固定值不变的情况下，在其第一输入端通入自适应电流源Ip，所述的自适应电流源Ip满足以下条件：

$\mathrm{Ip}=\mathrm{Vbias}(\frac{1}{\mathrm{Rf}}+\frac{1}{\mathrm{Rin}})-\frac{\mathrm{DVcc}}{\mathrm{Rf}}+\frac{\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{Rin}}.$

参考图5所示，示意实施例3的电路结构示意图，实施例3有别于实施例1和2之处在于，实施例1和2主要通过前馈的方式实现自适应调节，从而使功率级电路的输出电压Vo始终满足最大峰值输出，而实施例3主要是通过反馈的方式实现。

所述的Class D算法器包括脉宽调制电路(本实施例中采用比较器COMP实现)，脉宽调制电路的第一输入端接收Class D算法器内部产生的调制信号V2，脉宽调制电路的第二输入端输入斜波信号，所述的自适应电压产生电路包括减法器和自适应控制器，所述的减法器在调制信号与参考电压信号Vref之间作减法运算，自适应控制器根据调制信号V2与参考电压信号Vref之间的差值进行自适应调节输出自适应电压源Vbias至运放A的第二输入端。上述参考电压信号的取值为斜波信号信号的平均值与功率级电路上开关管占空比的乘积，由于占空比信号由脉宽调制电路输出，故这里所指的占空比应是期望的占空比。所述的自适应控制器可以采用PI调节器。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；其特征在于：

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为自适应电压源，满足以下条件：

$\begin{array}{cc}\mathrm{Vbias}=\frac{\mathrm{Rf}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}& +\frac{\mathrm{Rin}}{\mathrm{Rin}+\mathrm{Rf}}\begin{array}{cc}\mathrm{DV}& \mathrm{cc}\end{array}.\end{array}$

2.根据权利要求1所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：所述的输入电压源Vbias由自适应电压产生电路实现，所述的自适应电压产生电路包括与输入电阻Rin等阻值的电阻Rin’和与反馈电阻Rf等阻值的电阻Rf’，电阻Rin’的一端接入输入信号Vin的直流分量Vin_offset，电阻Rf’的一端接入输入量D·Vcc，电阻Rin’的另一端与电阻Rf’的另一端连接，电阻Rin’与电阻Rf’的公共端接入运放A的第二输入端。

3.根据权利要求1所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：所述的输入电压源Vbias由自适应电压产生电路实现，所述的Class D算法器包括脉宽调制电路，脉宽调制电路的第一输入端接收Class D算法器内部产生的调制信号，脉宽调制电路的第二输入端输入斜波信号，所述的自适应电压产生电路包括减法器和自适应控制器，所述的减法器在调制信号与参考电压信号之间作减法运算，自适应控制器根据调制信号与参考电压信号之间的差值进行自适应调节输出自适应电压源Vbias至运放A的第二输入端。

4.根据权利要求2所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：在运放A的第二输入端还连接有电容Cp，电容Cp的另一端接地。

5.根据权利要求2或3所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：所述的Class D算法器的输入端接积分电路的输出端，Class D算法器的输出信号通过驱动器驱动功率级电路。

6.根据权利要求2或3所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：所述功率级电路的输出电压Vo经第一低通滤波器进行滤波，再经电容Co输出至扬声器。

7.根据权利要求2所述的单端输入的D类音频功率放大器，其特征在于：输入量D·Vcc经第二低通滤波器滤波后再与电阻Rf’的一端连接。

8.一种单端输入的D类音频功率放大器，包括积分电路、Class D算法器和功率级电路，所述的积分电路包括运放、反馈电容和反馈电阻，输入信号Vin经输入电阻Rin输入至运放A第一输入端，所述的反馈电容Cf的两端连接在运放的第一输入端和输出端之间，反馈电阻Rf的两端连接在运放A的第一输入端和功率级电路的输出端之间，在运放的第二输入端输入电压源Vbias；其特征在于:

稳态下，积分电路的输出端电压保持平衡，其均值不变，积分电路的第一输入端电压等于第二输入端电压Vbias，流经反馈电容Cf的电流Icf为零；根据基尔霍夫电流定律，流经反馈电阻Rf的电流If、流经输入电阻Rin的电流Iin与流经反馈电容Cf的电流Icf之和为零， Vo＝D·Vcc，Vin_offset为输入电压Vin的直流分量，Vo为功率级电路的输出电压，Vcc为功率级电路的供电电压，D为功率级电路上开关管的占空比；所述的输入电压源Vbias为固定值，在运放A的第一输入端输入自适应电流源Ip，所述的自适应电流源Ip满足以下条件：

$\mathrm{Ip}=\mathrm{Vbias}(\frac{1}{\mathrm{Rf}}+\frac{1}{\mathrm{Rin}})-\frac{\mathrm{DVcc}}{\mathrm{Rf}}+\frac{\mathrm{Vin}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{Rin}}.$