CN104169827B - 采用线性驱动器和开关调节器的动态电源 - Google Patents

采用线性驱动器和开关调节器的动态电源 Download PDF

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Abstract

一种高效、高控制带宽且高速的电源使用线性驱动器和开关调节器来基于控制信号来调节输出。所述线性驱动器具有用于接收控制信号的第一输入端和被连接至所述输出以接收负反馈的第二输入端。所述驱动器的输出由其两个输入端控制，并且使与驱动器串联连接的电容器生成响应于驱动器的输出中的DC分量和低频分量的电容器电压VC。所述开关调节器具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端。所述控制输入端接收电容器电压VC，并且所述调节器反馈回路使电容器电压VC最小化。从而，所述开关调节器接管DC分量和低频分量的生成，同时线性驱动器提供高频输出电流分量。

Description

采用线性驱动器和开关调节器的动态电源
相关申请
本申请与同一日期提交的名称为“低噪声、高带宽准谐振模式开关电源(Low-Noise,HighBandwidthQuasi-ResonantModeSwitchingPowerSupply)”的美国申请相关。
技术领域
本发明总体上涉及利用线性驱动器和开关调节器来以高功率效率且在宽带宽上提供输出的动态电源。
背景技术
通常，需要能够以高的总功率转换效率递送具有高频分量(快速动态变化的电压和电流)的功率的电源电路。例如，可以由高效的电源以降低的电压对射频(RF)功率放大器(PA)，即RFPA，供电，以使得PA能够更高效地工作(即，具有较低的功耗)。
在包络跟踪系统中，电源向PA供给跟踪PA的输出功率包络的可变电压。这提供了降低的电压，同时仍然保持PA的输出级的足够的操作空间(headroom)以防止饱和。注意，电源必须能够很快地改变输出电压以适应PA的输出功率包络中的快速变化。同时，在电源中期望高的总效率以实现所期望的较低的功耗。
典型的开关模式电源(SMPS)电路实现高效率。不幸的是，开关模式电源不能充分地递送功率的高频分量，这是因为这些类型的调节器中通常使用的低开关频率(主要由磁损耗和开关损耗施加的限制)限制调节器的带宽。另一方面，线性调节器可以被设计成递送高频分量，但这样的线性调节器的功率转换效率很差。因而，普通的SMPS或线性调节器不能满足该需求。
高效且能够递送快速变化的电压和电流的电源的另一需求示例是对可以包括微处理器的数字电路供电。如果数字电路由动态地调节其电压以匹配所预测的处理要求的电源供电，则该数字电路可以更高效地运行。
一般地，当数字电路高速运行时，向上调节电压，而当数字电路较低速运行时，向下调节电压。虽然常规电源通常可以在50ms内改变其电压，但该延迟可能阻止数字电路系统以峰值效率操作。期望更快速地调节其电压以允许数字电路系统的计时速度的更频繁的变化的电源。
此外，在开关电源中最小或低电压纹波是所期望的。例如，由于增大的芯片密度和先进的CMOS(互补金属氧化物半导体)技术中的低电压击穿，现代微处理器日益工作在低电压。在这些低电压下，电源纹波可能是电源电压的绝大部分。高的纹波可能不期望地要求电源输出电压升高到最佳电平以上，以便确保向微处理器供给当纹波电压将电压偏置驱动至最小时的时间段期间所需要的最小电压。作为另外的示例，RFPA要求其电源在其输出端呈现低纹波。纹波通常与开关调节器的开关频率同步出现，并且可以供给至PA的输出端，这导致RF输出信号中的不期望的失真。
已经进行了一些努力来改进常规开关调节器电路。例如，一些现有技术示教了：使用馈送至简单的求和节点的开关调节器和线性调节器两者来形成电源的输出。这样的合并的意图在于：线性调节器用以提供高频，而开关调节器用以将电流的低频分量和DC分量提供给负载。然而，这些电路对线性调节器施加了高负荷，这是因为这些电路要求线性调节器供给大量的过电流以对开关调节器所需要的大存储电容器中的电压进行调制。可替代地，可以串联地设置开关调节器和线性调节器，其中，开关调节器的输出端馈送至线性调节器的输入端。在该布置中，线性调节器能够递送功率的高频分量，而开关调节器可以高效地将功率递送至线性调节器。然而，该串联布置迫使递送至负载的全部功率经过线性调节器，这导致线性调节器中的功率消耗并且实质上降低电源的总效率。
因此，仍然需要具有高的总效率、高带宽和低电压纹波的动态电源系统。
发明内容
通过利用控制信号调节电力输出的动态电源获得本发明的目的和优点。该动态电源包括线性驱动器，该线性驱动器具有第一驱动器输入端、第二驱动器输入端和驱动器输出端。第一驱动器输入端被连接用以接收控制信号，该控制信号具有一定带宽并且包括DC。第二驱动器输入端连接至电力输出以接收负反馈。该驱动器输出端响应于其两个驱动器输入端而生成驱动器输出电流。
该动态电源具有与驱动器输出端串联连接的电容器，以生成响应于驱动器输出端中存在的DC和低频电流分量的电容器电压。该动态电源还装备有开关调节器，该开关调节器具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端。现在，连接开关调节器的控制输入端以接收电容器电压，并且调节器反馈回路被设计成使电容器电压最小化。更具体地，开关调节器试图在其调节器输出端处抵消电容器电压。为了实现此，开关调节器在其调节器输出端处生成迫使电容器的DC电流分量为零的电流。结果，开关调节器对电力输出贡献DC和低频电流分量。
通过合并驱动器输出电流和调节器输出电流来获得动态电源的电力输出。位于电力输出之前的合并器执行相应的电流合并任务。在实践中，有线求和节点是合并器的适当实现。
在一种具体实施方式中，开关调节器为降压调节器。在相同或不同的实施方式中，线性驱动器为推挽式线性驱动器。当然，本发明的动态电源可以采用任何适当的DC-DC调节器，本领域的技术人员也将其称为开关模式电源(SMPS)或简称切换器。对于也称为线性调节器的线性驱动器的选择同样如此。
在优选实施方式中，开关调节器的用于接收电容器电压的控制输入端还接收电压偏置。该电压偏置由偏置电压源产生、与电容器电压相加，并且被施加到控制输入端。在控制输入端处添加电压偏置生成驱动器输出端处的期望的DC偏置。优选地，动态电源还具有用于基于该DC偏置有效地对来自第一输入电压源的驱动器的电源电压进行降压的调节器。换言之，在该实施方式中，可以降低驱动器电源电压。
在很多实施方式中，例如，当动态电源被部署在移动和节能(power-efficient)设备中时，第一输入电压源为电池。在这些情况下，可以通过高效的开关调节器来对驱动器电源电压降压，从而提高驱动器的总效率。同时，电池将电源电压提供给开关调节器而不进行任何降压或调节。可替代地，电源可以是不同的，即，第一输入电压源供应驱动器，而第二输入电压源连接至开关调节器以向开关调节器供应比驱动器电源电压高的开关调节器电源电压。
在一些实施方式中，动态电源具有与开关调节器串联连接的低通滤波器。这样的滤波器位于合并器之前。
本发明还延伸至用于通过控制信号调节动态电源的电力输出的方法。该方法要求提供线性驱动器，该线性驱动器具有第一驱动器输入端、第二驱动器输入端和驱动器输出端。第一驱动器输入端被连接用以接收具有一定带宽的控制信号并且在驱动器输出端处输出驱动器输出电流。第二驱动器输入端连接至电力输出端以接收负反馈。
因而，本发明提供了高效、高控制带宽的(动态)电源，在该电源中开关调节器高效地提供DC和低频输出电流分量。同时，线性驱动器提供开关调节器不能提供的高频输出电流分量。另外，由于线性驱动器从电力输出获得反馈，因而可以通过线性调节器去除在线性驱动器(带内噪声)的带宽内由开关调节器施加的任何电压纹波。
根据本发明的方法，电容器与驱动器输出端串联连接，以生成响应于驱动器输出电流中的DC和低频电流分量的电容器电压。设置具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端的开关调节器，以生成包括DC和低频电流分量的调节器输出电流。这确保了，控制输入端接收电容器电压并且电流调节器反馈回路通过生成具有DC和低频电流分量的期望的调节器输出来使电容器电压最小化。合并这样生成的调节器输出电流和驱动器输出电流以生成电力输出。
本发明的方法可以用在实施也已知为卡恩技术的EER(包络消除和恢复)的RF功率放大器中。在这些实施方式中，电力输出被递送至RF功率放大器的电源电压轨。控制信号为意在调制RF载波的幅值信号。在另外的其它实施方式中，电力输出用于根据要放大的RF信号的幅值来调节RF功率放大器的电源电压。因而，用于放大该信号的RF功率放大器能够在其电源电压中不具有不必要的电压过顶(overhead)的情况下操作，从而降低总功耗。
此外，本发明的方法延伸至通过开关调节器在电力输出处生成电压偏置。这允许在超过线性驱动器所提供的峰值电压的模式下的操作。优选地，从偏置电压源向开关调节器的控制输入端提供电压偏置电平。结果，通过开关调节器引入了DC偏置，进而在驱动器输出端处引入了降低的电压。在实施方式中还期望引入电压偏置，以对线性驱动器提供较低的电源电压，相应地对利用开关模式调节器的输入电压源降压，使得其对线性驱动器施加有效的降压的驱动器电源电压。
最后，本发明延伸至在电压模式下操作的动态电源。在电压模式下，动态电源检测驱动器输出电压中的DC和低频电压分量，而不是检测电流信号的DC和低频电流分量。开关调节器具有连接在调节器反馈回路中的开关调节器的控制输入端和调节器输出端，在调节器反馈回路中，控制输入端连接至偏置电压源和节点。
然后，开关调节器调节其调节器输出，以使驱动器输出电压与利用调节器反馈回路的外部提供的偏置电压之间的差最小化。更具体地，开关调节器试图抵消驱动器输出电压与偏置电压之间的差。为了实现此，开关调节器在其调节器输出端处生成满足驱动器的反馈回路的调节器输出电压，从而迫使驱动器的DC输出电压等于偏置电压。
利用求和变压器(summingtransformer)来合并驱动器输出电压和调节器输出电压，以生成电压模式实施方式中的电力输出。在这些实施方式中也可以部署基于DC偏置将来自第一输入电压源的驱动器电源电压降压至较低的电源电压的调节器。
明显地，本发明的设备和方法得到很多有利的实施方式。参照附图在下面详细的描述中给出了本发明的细节，包括其优选实施方式。
附图说明
图1是示出了本发明的几个主要方面的动态电源的图。
图2是由图1的动态电源中的线性驱动器和开关调节器所贡献的电流频率分量的曲线图。
图3A是示出了根据本发明的动态电源连同EER(包络消除和恢复)RF发送器系统的部署的图。
图3B是示出了根据本发明的动态电源在高能量效率、高频功率放大器电路中的部署的图。
图4是与图1的动态电源相似的动态电源的图并且示出了本发明的几个另外的方面。
图5A和图5B是示出了基于图4的电源的本发明的另外的有利方面的电压曲线图。
图6示出了根据本发明的动态电源的另一实施方式的图。
图7是被设计成在电压模式下操作的根据本发明的动态电源的又一实施方式的图。
具体实施方式
仅为了说明的目的，附图和下面的说明涉及本发明的优选实施方式。应当注意，根据下面的讨论，本文所公开的结构和方法的替代实施方式将容易被识别为在不偏离要求保护的发明的原理的情况下实施的可行的替选。
将详细参照本发明的若干实施方式，在附图中示出了实施方式的示例。注意，可以在附图中使用在任何地方均可实行的相似或相同的附图标记，并且这些附图标记可以表示相似或相同的功能。仅出于说明的目的，这些图示出了本发明的实施方式。本领域中的技术人员从下面的描述将容易地认识到：可以在不偏离本文中所描述的本发明的原理下实施本文中所示出的结构和方法的替选实施方式。
如图1所示，可以通过首先观察根据本发明的动态电源100的图更好地理解本发明。电源100具有线性驱动器102(也称为线性调节器)。线性驱动器102具有同相输入端(在本文中被称为第一驱动器输入端104)和反相输入端(在本文中被称为第二驱动器输入端106)。线性驱动器102还具有驱动器输出端108，驱动器输出端108提供与线性驱动器的反相输入端106和同相输入端104之间的电压差成比例的驱动器输出电流iLD。
通常，线性驱动器102为推挽式线性驱动器，提供能够流出电流和流入电流两者的输出。当然，本领域中的技术人员可以理解，可以部署其它类型的线性驱动器。第一驱动器输入端104被连接用以接收控制信号110。控制信号110如下所述控制动态电源100的总的期望的输出电压。此外，控制信号110为表示其是可变的且覆盖宽的带宽的动态信号。例如，控制信号110可以包括在DC到20MHz范围内的变化的频率分量。
第一输入电压源112连接至线性驱动器102的电源轨114。电压源112提供驱动器电源电压VSLD。因而，被递送至驱动器输出端108的功率来源于电压源112。
动态电源100还装备有开关调节器120。开关调节器120为DC-DC调节器，也称为开关模式电源(SMPS)、DC-DC转换器或简称切换器。在本实施方式中，开关调节器120为降压调节器。当然，可以部署其它开关调节器拓扑结构，包括升压式、反相和各种基于变压器的拓扑结构。此外，本领域中的技术人员将理解，可以部署利用各种控制技术(包括脉宽调制(PWM)、滞后和Σ-Δ调制)的切换器。
开关调节器120具有控制输入端122和调节器输出端124。在本实施方式中，控制输入端122包括同相输入端122A和反相输入端122B。调节器输出端124基于控制输入端122在输出端124处提供调节器输出电流iSR。更确切地说，当同相输入端122A在高于反相输入端122B的电压时，调节器输出电流iSR为正。另一方面，当反相输入端122B在高于同相输入端122A的电压时，调节器输出电流iSR为负。
调节器120具有用以提供开关调节器电源电压VSSR的输入电源，在此示为第二输入电压源126。电压源126向开关调节器120的电源轨128提供功率。因而，被递送至调节器输出端124的功率来源于源126。
驱动器输出端108和调节器输出端124被联接或合并。具体地，合并器136用于将驱动器输出端108和调节器输出端124相互连接。在本实施方式中，合并器136优选地为有线求和节点。动态电源100的电力输出端138位于合并器136之后以接收由合并器136提供的来自驱动器输出端108和调节器输出端124的合并信号。
线性驱动器102的第二驱动器输入端106经由节点140连接至动态电源100的电力输出端138。节点140为位于合并器136之后的有线连接，节点140在电力输出端138附近闭合驱动器102的负反馈回路142。具体地，经由电力输出端138在驱动器输出端108与作为驱动器102的反相输入端的第二驱动器输入端106之间建立负反馈回路142。
驱动器输出端108被配置成对被递送至驱动器的第一驱动器输入端104的输入信号110以及被施加到驱动器的第二驱动器输入端106的来自电力输出端138的负反馈做出响应。事实上，通过设计，线性驱动器102尝试将其第一驱动器输入端104与第二驱动器输入端106之间的电压差保持为零。这通过调节在驱动器输出端108处生成的驱动器输出电流iLD来进行。结果，驱动器输出端108争取跟随在驱动器的同相第一输入端104处施加的输入信号110。
根据本发明，动态电源100具有与驱动器输出端108串联连接的电容器118。通过如此连接，电容器118通过在其板两侧生成电容器电压VC来对驱动器输出电流iLD做出响应。通过以下公式，电容器电压VC关于时间的函数VC(t)与驱动器输出电流iLD相关。
V C ( t ) = - 1 C ∫ i LD ( i ) dt (公式1)
因此，电容器118两端的电压VC(t)对应于构成驱动器输出电流iLD的所有电流分量的积分。
驱动器输出电流iLD的电流分量包括DC电流分量和低频电流分量。电容器电压VC(t)响应于DC电流分量和低频电流分量，这是因为容抗Zc(Zc＝1/C，其中，为角频率)在DC(在＝0处无穷大)处最高，并且随着频率增大而减小。注意，根据公式1，电流iLD的正DC分量使电容器电压VC减小。
开关调节器120的控制输入端122连接至电容器118以接收电容器118两端所生成的电容器电压VC。具体地，同相输入端122A和反相输入端122B跨接电容器118，使得在输入端122A，122B之间施加电容器电压VC。因此，电容器电压VC控制开关调节器120的控制输入端122，然后确定调节器输出端124处的调节器输出电流iSR。注意，基于上面所说明的开关调节器120的操作原理，电容器电压VC的极性将确定调节器输出电流iSR为正还是为负。
开关调节器120连接在负调节器反馈回路144中。反馈回路144建立在调节器输出端124、合并器136和开关调节器120的控制输入端122之间。注意，电容器118包括在反馈回路144中。
以与反馈回路142中的驱动器102的方式相似的方式，反馈回路144中的调节器120争取将调节器120的两个输入端122A、122B之间的电压差保持为零。这通过调节调节器输出电流iSR来进行。如果跨输入端122A、122B的电压为正(同相输入端122A为高于反相输入端122B的电压)，则调节器120得到(command)正的输出电流iSR。相反，当跨输入端122A、122B的电压为负(同相输入端122A为低于反相输入端122B的电压)时，调节器120得到负的输出电流iSR。
以这种方式，调节器120产生适当的输出电流iSR以产生跨负载152的电压，来确保驱动器102的负反馈回路142阻止驱动器102通过电容器118流出DC电流和低频电流，否则将生成非零电容器电压VC。
在讨论动态电源100的操作之前，应当指出，在优选实施方式中，控制输入端122还接收电压偏置VOS。电压偏置VOS与反相输入端122B串联设置并且由偏置电压源148产生，偏置电压源148通常是恒定的，即，直流(DC)。输入端122B处的电压偏置VOS施加在调节器输出端124处生成期望的DC偏置。
在这种情况下，调节器120争取将其两个输入端122A、122B之间的电压差保持为零，来使电容器118充电至等于VOS的DC电压。此外，调节器120产生适当的输出电流iSR以产生跨负载152的电压，以确保驱动器102的负反馈回路142阻止驱动器102通过电容器118流出DC电流分量和低频电流分量，否则这生成电容器电压VC，电容器电压VC偏离等于VOS的DC电压。
另外，优选实施方式还具有用于将驱动器电源电压VSLD降压为电压偏置VOS的函数的调节器(REG)150。调节器150通常为连接至第一输入电压源112的DC-DC调节器，其通过电源轨114提供驱动器输入电压VSLD。调节器150的输出电压与偏置电压源148的电压有关，这是因为，当偏置电压源148的电压偏置VOS增大时，调节器150提供降低的输出电压。
图1中示出的动态电源100将电流递送至负载152。负载152表示任何类型的有用负载，包括属于移动用户电子设备的低功率电路。假定变化的电源电压降低总功耗，这样的低功率电路可以受益于动态电源以最大化它们的能量效率。
在工作期间，动态电源100的线性驱动器102通过第一驱动器输入端104接收控制信号110。由于驱动器102工作在负反馈回路142中，因而驱动器输出电流iLD被控制为跟随控制信号110。这是因为这样做满足线性驱动器102的基本属性，即，线性驱动器102通过调节iLD争取将其第一输入端104与第二输入端106(分别为同相端和反相端)之间的电压差保持为零。
驱动器输出电流iLD包含从DC分量和低频分量到高频分量范围的大量频率分量，高频分量可以扩展至达到20MHz。如上面所指出的，这些DC分量和低频分量生成电容器118两端的电容器电压VC(t)，电容器电压VC(t)对应于它们的整体。同时，iLD的高频电流分量(例如高于约100kHz的那些频率分量)并未明显地对电容器电压VC(t)作出贡献。应当注意，这些较高频率分量在开关调节器120的带宽之外。
为了实现根据本发明的期望的结果，电容器118的电容应当被选择为确保在开关调节器120的带宽之外为低阻抗ZC，同时对于由开关调节器120控制的iSR中的DC电流分量和低频电流分量仍然提供基本的储蓄器。可以将适当的电容选择为几法拉量级。当然，本领域中的技术人员将认识到，对于动态电源100的每个特定设计，需要调节电容C的实际值。
开关调节器120在其控制输入端122处接收电容器电压VC(t)。调节器120处于负反馈回路144中，并且争取控制调节器输出电流iSR以使电容器电压VC(t)最小化，从而保持跨开关调节器120的输入端122A、122B的电压差为零。为了实现此，开关调节器120在其调节器输出端124处生成迫使电容器118的DC电流分量为零的调节器输出电流iSR。从而，开关调节器120能够接管来自线性驱动器102的DC电流分量和低频电流分量的生成。
注意，DC电流分量和低频电流分量正好是线性驱动器102不善于处理的这些分量。事实上，由于驱动器102具有线性输出级，所以通过驱动器102提供DC分量效率很低，因此，消耗来自第一输入电压源112的大量功率。然而，在本发明的动态电源100中，在提供DC分量方面很有效的开关调节器120接管其调节器输出电流iSR中的DC电流分量和低频电流分量的生成。
合并器136对iLD和iSR中的所有电流分量求和。从而，合并器136生成电力输出。
当然，将电容器118集成在反馈回路144中对DC提供非常高的增益，在输出中在较高频率处以20分贝/十倍频(dB/decade)衰减。这意味着开关调节器120通常对DC具有较高贡献，而在线性驱动器120接管的较高频率处具有快速衰减的贡献。
图2示出了线性驱动器102与开关调节器120之间的电流分量贡献在动态电源100的整个操作范围上的分割。曲线160示出了开关调节器120对输出电流iOUT贡献的频率分量。注意，开关调节器120完全提供DC分量。于是，曲线160示出了调节器120的贡献在适当的衰减之后在200kHz处下降到零。这是调节器120的带宽。同时，曲线162示出了线性驱动器102对输出电流iOUT贡献的频率分量。该情形是相反的，在DC分量处没有贡献，而在200kHz以上至其带宽(例如，高达20MHz)的所有高频分量具有贡献。
返回参照图1，将调节器输出电流iSR示为分成两部分。第一部分154由如上所述的开关调节器120从线性驱动器102接管其生成的DC电流分量和低频电流分量组成。由于调节器120的开关操作，第二部分156为纹波。更确切地来说，纹波156为高频三角波电流(通常约1MHz)，且其高次谐波由调节器120的内部磁性元件生成。本领域中的技术人员将熟悉开关调节器的该特征。
同时，在驱动器输出电流iLD中包含有用的输出电流的第二部分154’。具体地，第二部分154’包含调节器120在调节器输出电流iSR中未提供的高频电流分量。
从动态电源100的观点来看，纹波156表示噪声。动态电源100的操作频带中包含的噪声156的部分被称作带内噪声。带内噪声156连同表示调节器输出电流iSR的DC分量和低频分量的有用部分154被运送至合并器136。
合并器136对来自驱动器输出端108的驱动器输出电流iLD和来自调节器输出端124的调节器输出电流iSR求和，以生成输出电流iOUT。在驱动负载152的处理中，在电力输出端138处记录对应于输出电流iOUT的、为VOUT的输出电压信号158。
在线性驱动器102的负反馈回路142中，输出电压VOUT被返回施加至线性驱动器102的第二驱动器输入端106。如上面所说明的，在争取将输入端104、106之间的电压差保持为零时，驱动线性驱动器102以确保控制信号110在线性驱动器102的输出端108处的如实再现。
在这一点上，动态电源100的另一有利方面变得清晰。即，线性驱动器102产生由附图标记156’指定的、在开关调节器120的带宽之外的噪声或纹波156的反相。当通过合并器136求和时，纹波156消除其反相156’。这是因为在线性驱动器102的控制带宽内产生不期望的噪声156。从而，由于源自开关调节器120的纹波电流156在负载152两端生成的纹波电压在回路142中被消除。由于噪声156未包含在线性驱动器102争取在其驱动器输出端108处跟随的控制信号110中，所以被不同设置的反馈回路142将用以去除或“清除”开关调节器120所产生的带内噪声部分156。
明显地，通过线性驱动器102消除带内噪声或纹波156是非常期望的结果。这确保在电力输出端138处用于驱动负载152的干净的输出电压158或VOUT。然而，应当注意，以这种方式将不会清除线性驱动器102的带宽之外的带内噪声156或纹波(通常扩展至约10至20MHz)。
如图1所示的动态电源100以及根据本发明的相似的电源可以用于很多情形中。例如，图3A示出了动态电源100如何部署在RF发射器系统或无线电系统170中。
系统170具有RF功率放大器172(RFPA)，并且采用也已知为卡恩技术的EER(包络消除和恢复)技术。在系统170的情况下，目标是使用动态电源100来提高RFPA172的效率。例如，系统170为无线电系统，诸如可以驻留在智能手机或其它移动通信装置中的蜂窝发送器。
系统170提供要被调制在载波信号176上以产生输出信号178的包络信号174。输出信号178要从天线(未示出)发送。在产生输出信号178(例如，正交调制QAM)时，可以使用包括本领域中已知的调幅分量且适于与EER一起使用的任何适当的调制和编码方案。
包络信号174根据EER与载波信号176分离。载波信号176通常在高频带(例如2GHz)中。同时，包络信号174可以具有约10MHz的带宽。
包络信号174被发送至动态电源100以用作控制信号110(参见图1)。电源100如先前所描述地操作以输出与来自源180的调制源电压VSOURCE对应的调制电压信号182。更确切地说，信号182是根据包络信号174调制的。
调制电压信号182经由RFPA172的电压供应轨184被提供至RFPA172作为其电源电压VS。从而，包络信号174表示RFPA172的电源电压VS的幅值与要由RFPA172产生的输出信号178的幅值同步。注意，诸如相位延迟(tau)186或其它措施(未示出)的任何必要的同步准备是本领域已知的。
在上述条件下，RFPA172在饱和模式下高效地工作。另外注意，这样的实施方式中的RFPA172可以是“C类”功率放大器。
图3B是示出了如图1所示的动态电源100或相似的电源在能量有效、高频电路190中的部署的图。电路190具有可以操作在RF频率范围中的功率放大器(PA)192。放大器192被设置为对从信号源193提供且电路190所需要的信号194进行放大。信号194在以虚线表示的包络196内变化。
再次，随着包络196变化的信号198用作动态电源100的控制信号。信号198由电源控制197提供。进行必要的准备以确保信号198与信号194同步。此外，源电压VSOURCE由电路190的电压源200提供。电压源200通常为电池。
在工作时，动态电源100根据信号198对源电压VSOURCE进行调制。调制的源电压VSOURCE用作对信号194进行放大的放大器192的电源电压VS。从而，电源电压VS被调制为与信号198同步，其跟踪信号194的包络196。
优选地，放大器192利用电源电压VS中的足够的空间操作为高效。事实上，由电源控制197提供的信号198甚至不必是待放大的信号194的包络196。如由附图标记198’所示，信号198可以是包络196的方波近似。当然，如本领域中的技术人员所理解的，很多替选的波形可以用作控制信号194的放大的信号198。
电路190中具有变化的幅值的信号194的放大非常高效地出现。这降低了电路190的总的功耗并且延长了电池200的寿命。
图4是与图1的动态电源100很相似的动态电源202的图。使用相同的附图标记指定上面已经描述了其操作的相应部分。电源202示出了电容器118的另外的益处。注意，在图4中明确示出电容器118两端的电压，即电容器电压VC。
除了电源100中已描述的部分以外，电源202还具有与调节器输出端124串联连接的可选的低通滤波器(LP)204。滤波器204可以是电感器。然而，应当注意，使用电感器作为滤波器204可能导致不期望的嗡嗡声以及其它不期望的副效应。因此，当使用电感器作为滤波器204时，将需要部署其它措施。
电源202标记有几个点，即点A至点F，其中，示出了输出电压波形以更好地说明电源202的另外的有利方面。现在将使用如相应的图5A和图5B所示的电压曲线图A和B的图进行阐明。
图5A示出了电压偏置源148所施加的电压偏置VOS为零(即VOS＝0)的曲线图A。在这种情况下，没有施加偏置或提升电压。曲线图A的上部分示出了来自线性驱动器102(点A)和开关调节器120(点C)的输出电压。表示为点D的对线性驱动器102供电的第一电压输入源112(参见图1)必须保持比由线性驱动器102输出的峰值电压高，以便提供充足的操作净空(headroom)。同样地，表示为点F的对开关调节器120供电的第二电压输入源126必须保持比来自开关调节器120的输出高。注意，在优选实施方式中，开关调节器120只是降压调节器，其为最有效类型(与升压或升压/降压类型相比)。
曲线图A的下部分示出了点E处所得到的电压波形。这是动态电源202在电力输出端138处的输出。现在，将这些与曲线图B进行比较。
图5B示出了曲线图B，曲线图B示出了当电压偏置源148向电容器118施加非零电压偏置VOS时的情形。在这种情况下，开关调节器120保持电容器118两端所测量的固定的电容器电压VC。从而，线性驱动器102在点A处的输出工作在比点B低的电压下。曲线图B的顶部示出了这种情况，点A现在工作在低很多的电压电平下。
从而，在开关调节器120的控制输入端122处电压偏置VOS的施加在调节器输出端124处生成期望的DC偏置。好处是可以对经由轨114从第一输入电压源112提供至线性驱动器102的驱动器电源电压VSLD进行降压(参见图1)。从曲线图B中清楚的是，线性驱动器102在较低峰值电压电平下操作，并且不再要求VSLD很高。点D表示VSLD，与曲线图A的点D相比，在曲线图B中这里示出的点D降低了。VSLD可以被降低，这是因为在曲线图B中线性驱动器102的输出端(表示为点A)在比曲线图A的电压低的电压下操作，从而可以降低输入电压源112，同时仍然提供驱动器传递信号所需的充足的操作空间。
通过适当的降压调节器执行VSLD的降低或下降。在图1的电源100中及图4的电源202中，为了该目的使用相同的调节器150(参见图1)。优选地，调节器150为高效地执行该降压而不浪费功率的降压开关调节器或DC-DC调节器。因此，由于线性驱动器102的效率通过在降低的VSLD下操作而增大，所以总的电源效率增大。
查看曲线图B的底部，显示另外的益处。点E处(例如电力输出端138)处的峰值信号电压电平可以实际上上升至高于电源电压VSLD和VSSR，由电容器118处的偏置电压VOS的提升效应支持。可以在不具有升压调节器的情况下实现高于电源电压VSSR的峰值，这简化了系统并且进一步增加了效率。从而，本发明的优选方法延伸至经由开关调节器120的电源电压VSSR在电力输出端124处施加电压偏置VOS，因为这准许在超过线性驱动器102所提供的峰值电压的模式下操作。再次，在通过电池提供电源电压VSLD和VSSR的移动单元中这些优势是尤其期望的。
在上述任意实施方式中，事实上，第一电压源112和第二电压源126可以来源于同一电压源。通常，该公共源可以为电池。具体地，在移动设备中这可能具有单个电池对它们所有的电路的供电。然而，高效地对这样的公共电池所需的电压(例如优选实施方式中低于调节器电源电压VSSR的驱动器电源电压VSDL)进行降压的能力表现节能。当然，在不具有单个公共源的装置中，提供VSDL和VSSR的电源可以完全分开和不同。
可替代地，电压源112、126源于不同的源。这可以在不限于单个电池的电路和装置中发生。实际上，这些装置可以具有不同的第二输入电压源。后者可以连接至开关调节器120，以向开关调节器120提供高于驱动器电源电压VSLD的开关调节器电源电压VSSR。
图6是根据本发明的动态电源300的另一实施方式的图。电源300示出了本发明的几个有利的方面的更具体的实现。与前面附图中相同的附图标记用于指定相应的部分。
如前所述，电源300部署线性驱动器102，以及与驱动器输出端108串联连接的电容器118。驱动器102的电源轨114从相应电源(例如电池(未示出))接收驱动器的电源电压VSDL。
如前所述，负反馈回路302将负反馈递送至第二驱动器输入端106。此外，在本实施方式中，数模转换器(DAC)308设置由数字偏置控制输入端306控制的精确的偏置电压VOS。注意，在实际的系统中，设置偏置电压VOS要求输出端处预期的预期峰值电平的一些知识。这与功率等级和无线电发送器系统中公知的调制类型有关，例如，如图3A中所示。
电源300具有特定类型的开关调节器310，在虚线方框内详细示出了开关调节器310的部分。调节器310为提供调节器输出电流iSR的滞后型开关调节器。调节器310利用互补开关312、314使得电感器316在降压拓扑结构中的开关调节器电源电压VSSR与地GND之间进行切换。互补开关312、314分别由P-MOSFET晶体管和N-MOSFET晶体管实现。本领域中的技术人员已知的先接后断(make-before-break)电路318确保每个开关仅在先前激活的开关被去激活之后被激活。
电流感应放大器320通过对跨电流感应电阻器322的电压进行测量来提供表示电感器316中的电流iSR的信号。放大器320连接至滞后比较器324的反相输入端来为其提供表示电流iSR的信号。
调节器310在其控制输入端312处具有误差放大器326。事实上，误差放大器326的输入对应于输入端122A、122B(参见图1)。因此，误差放大器326接收与电容器电压VC对应的输入信号。误差放大器326的输出端被提供至滞后比较器324的同相输入端。通过如此连接至误差放大器326和电流感应放大器320两者，滞后比较器324控制用于致动互补开关312、314的先接后断电路318。
设置求和节点328以对来自线性驱动器102和开关调节器310的电流iLD和iSR进行求和。如在先前实施方式中，求和节点328为有线求和节点。设置电力输出330以将负载连接至合并的输出信号。
可选地，可以将滤波器332放置在开关调节器310的输出端处。综上所述，在进行适当的措施以消除嗡嗡声和其它有害的副效应的情况下，可以由电感器实现滤波器332。对于电感器作为滤波器332的适当应用，参照于与本申请相同的日期提交的名称为“低噪声、高带宽准谐振模式开关电源(Low-Noise,HighBandwidthQuasi-ResonantModeSwitchingPowerSupply)”的共同未决的美国专利申请。
电源300的操作类似于先前描述的实施方式的操作。换言之，电源300以“电流模式”操作，在“电流模式”中，在操作期间iLD和iSR在节点328处被求和并且被提供用以驱动负载(例如，参见图1)。
图7是被设计成以“电压模式”而不是“电流模式”操作的根据本发明的动态电源400的又一实施方式的图。在这种情况下，线性驱动器102和开关调节器310的重要的输出信号为电压，不是电流。从而，在电压模式下，动态电源400使用驱动器输出端108处的节点402来检测驱动器输出电压中的DC电压分量和低频电压分量，而不是检测电流信号的DC电流分量和低频电流分量。为此，节点402连接至开关调节器310的输入端122B。
电源400部署数模转换器(DAC)404以设置精确的偏置电压VOS。电压VOS被施加到开关调节器310的输入端122B。从而，调节器310试图经由其输出端来提升输出电容器406处的电压。这样做使得线性驱动器102的平均电压输出跟随VOS。
电源400部署求和变压器408以将来自驱动器102与开关调节器310的电压相加。在于变压器408之后闭合驱动器102的反馈回路的节点412之后提供电力输出410。
在操作期间，开关调节器310对其调节器输出进行调节，以将在驱动器输出端108处出现的DC分量和低频分量与来自利用其调节器反馈回路从DAC404外部提供的偏置电压VOS之间的差最小化。为了实现此，开关调节器310在其调节器输出端处生成满足驱动器的反馈回路的调节器输出电压，从而迫使驱动器的DC输出电压等于偏置电压VOS。电容器118隔离驱动器输出端108的DC电平，从而确保以与图1、图4和图6的“电流模式”方案中所描述的方式相似的方式由开关调节器310完整有利地提供DC分量。
在本实施方式和其它电压模式的实施方式中，求和变压器408将驱动器输出电压和调节器输出电压在电力输出410处合并。电容器414可以被设置为调节器310的存储电容器，以降低由来自电感器316的开关电流产生的电压纹波。在该电路中不包括电容器414的情况下，也可以去除电感器316，并且变压器408的一次绕组也可以起开关电感器316的作用。
在这些实施方式中也可以部署用于基于DC偏置对来自第一输入电压源的驱动器电源电压VSLD进行降压的调节器。从而，有利地，以与“电流模式”方案中所描述的方式相似的方式，线性驱动器102可以由与偏置电压VOS的设置有关的较低电源电压VSLD供电。
鉴于上面的教示，本领域中的技术人员将认识到，在不偏离本发明的精神的情况下，除了所描述的这些设备和方法以外，本发明的设备和方法还可以以多种不同的方式来实现。因此，应当基于所附权利要求及其同等物来判断本发明的范围。

Claims (15)

1.一种用于通过控制信号调节电力输出的动态电源，所述动态电源包括：
线性驱动器，具有：第一驱动器输入端，用于接收具有预定带宽的所述控制信号；驱动器输出端，用于生成驱动器输出电流；以及第二驱动器输入端，其连接至所述电力输出以接收负反馈；
电容器，其与所述驱动器输出端串联连接，以生成响应于所述驱动器输出电流中的DC电流分量和低频电流分量的电容器电压；
开关调节器，所述开关调节器具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端，所述控制输入端被连接用以接收所述电容器电压，并且所述调节器反馈回路使所述电容器电压最小化，从而在所述调节器输出端处生成包括所述DC电流分量和所述低频电流分量的调节器输出电流，并且，接收所述电容器电压的所述控制输入端还接收来自偏置电压源的电压偏置，从而在所述驱动器输出端处生成DC偏置；以及
合并器，用于合并所述驱动器输出电流和所述调节器输出电流以生成所述电力输出。
2.根据权利要求1所述的动态电源，其中，所述合并器是有线求和节点。
3.根据权利要求1所述的动态电源，还包括用于基于所述DC偏置对来自第一输入电压源的所述线性驱动器的驱动器电源电压进行降压的调节器。
4.根据权利要求3所述的动态电源，其中，所述第一输入电压源包括电池，所述电池被连接至所述开关调节器以向所述开关调节器提供开关调节器电源电压。
5.根据权利要求3所述的动态电源，还包括第二输入电压源，所述第二输入电压源被连接至所述开关调节器以向所述开关调节器提供比所述驱动器电源电压高的开关调节器电源电压。
6.根据权利要求1所述的动态电源，其中，所述预定带宽为至少100kHz。
7.根据权利要求6所述的动态电源，还包括在所述合并器之前与所述开关调节器串联连接的低通滤波器。
8.一种用于通过控制信号调节动态电源的电力输出的方法，所述方法包括：
提供具有第一驱动器输入端、第二驱动器输入端和驱动器输出端的线性驱动器；
连接所述第一驱动器输入端以接收具有预定带宽的所述控制信号，并且在所述驱动器输出端处生成驱动器输出电流；
将所述第二驱动器输入端连接至所述电力输出以接收负反馈；
将所述驱动器输出端与电容器串联连接，以生成响应于所述驱动器输出电流中的DC电流分量和低频电流分量的电容器电压；
提供具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端的开关调节器，所述控制输入端接收所述电容器电压，并且所述调节器反馈回路使所述电容器电压最小化，从而在所述调节器输出端处生成包括所述DC电流分量和所述低频电流分量的调节器输出电流；
合并所述驱动器输出电流和所述调节器输出电流以生成所述电力输出；以及
通过所述开关调节器在所述电力输出处施加电压偏置，从而使得所述电力输出超过所述线性驱动器所提供的峰值电压。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述电力输出被递送至RF功率放大器的电源电压轨，所述控制信号包括要被所述动态电源调制到RF载波上的RF调制信号。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述电力输出根据RF功率放大器要放大的信号来对所述RF功率放大器的电源电压进行调制。
11.一种用于通过控制信号调节动态电源的电力输出的方法，所述方法包括：
提供具有第一驱动器输入端、第二驱动器输入端和驱动器输出端的线性驱动器；
连接所述第一驱动器输入端以接收具有预定带宽的所述控制信号，并且在所述驱动器输出端处生成驱动器输出电流；
将所述第二驱动器输入端连接至所述电力输出以接收负反馈；
将所述驱动器输出端与电容器串联连接，以生成响应于所述驱动器输出电流中的DC电流分量和低频电流分量的电容器电压；
提供具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端的开关调节器，所述控制输入端接收所述电容器电压，并且所述调节器反馈回路使所述电容器电压最小化，从而在所述调节器输出端处生成包括所述DC电流分量和所述低频电流分量的调节器输出电流；
向所述控制输入端添加来自偏置电压源的电压偏置，从而在所述驱动器输出端处生成DC偏置；以及
合并所述驱动器输出电流和所述调节器输出电流以生成所述电力输出。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：当施加所述电压偏置时，对输入电压源降压以将降压的驱动器电源电压施加到所述线性驱动器。
13.一种用于通过控制信号调节电力输出的动态电源，所述电源包括：
线性驱动器，具有：第一驱动器输入端，用于接收具有预定带宽的所述控制信号；驱动器输出端，用于生成驱动器输出电压；以及第二驱动器输入端，其连接至所述电力输出以接收负反馈；
所述驱动器输出端处的节点，用于对所述驱动器输出电压中的DC电压分量和低频电压分量进行采样；
开关调节器，所述开关调节器具有连接在调节器反馈回路中的控制输入端和调节器输出端，所述控制输入端连接至偏置电压源和所述节点以接收所述DC电压分量和所述低频电压分量，并且所述调节器反馈回路使所述DC电压分量和所述低频电压分量最小化，从而在所述调节器输出端处生成包括DC偏置以及所述DC电压分量和所述低频电压分量的调节器输出电压；以及
求和变压器，用于合并所述驱动器输出电压和所述调节器输出电压以生成所述电力输出。
14.根据权利要求13所述的动态电源，还包括用于基于所述DC偏置对来自第一输入电压源的向所述线性驱动器提供的驱动器电源电压进行降压的调节器。
15.根据权利要求13所述的动态电源，其中，所述预定带宽为至少100kHz。
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