CN104113227B - 多电平转换电路 - Google Patents

多电平转换电路 Download PDF

Info

Publication number
CN104113227B
CN104113227B CN201410134740.4A CN201410134740A CN104113227B CN 104113227 B CN104113227 B CN 104113227B CN 201410134740 A CN201410134740 A CN 201410134740A CN 104113227 B CN104113227 B CN 104113227B
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
terminal
switch
voltage
jth
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410134740.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104113227A (zh
Inventor
桑原弘行
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN104113227A publication Critical patent/CN104113227A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104113227B publication Critical patent/CN104113227B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

在使用称为飞跨电容器的电容器和交流开关的多电平转换电路中，通过适当地切换半导体开关的动作将电容器的电压控制为所期望的值，然而由于需要检测出没有公共电位的多个电容器的电压，因此存在电路复杂，高成本的问题。本发明的电路结构为：通过采用在多个电容器之间连接由二极管、反向阻断型半导体开关、电阻等构成的结合单元的结构、以及设置将电容器的电压箝位在规定值的电路，来检测出电容器的电压并适当地切换半导体开关的动作，从而构成如下那样的电路，该电路中减少了要控制成所期望的值的电容器个数，使得所有电容器的电压均变为所期望的值。

Description

多电平转换电路
技术领域
本发明涉及多电平转换电路中的电容器充电电路，该多电平转换电路能够输出多电平的电压，并使用称为飞跨电容的电容器。
背景技术
图10中示出专利文献1所记载的使用飞跨电容器的5电平转换电路。由直流电源输出5电平的电压，该直流电源包括由直流单电源DP和DN串联连接而成的三个端子（正极P、零极M、负极N）。在直流电源的正极P和负极N之间连接有半导体开关S1～S4的串联电路，该半导体开关S1～S4由二极管和IGBT反向并联连接而成，半导体开关S2和S3的串联电路与半导体开关S5和S6的串联电路、以及称为飞跨电容器的电容器C1并联连接。并且，在半导体开关S5和S6的连接点与直流电源的中间电位点即零极M之间连接有交流开关Sac，该交流开关Sac由在反方向也具有耐压的反向阻断型IGBTS15和S16反向并联连接而成，半导体开关S2和S3的连接点设为交流端子U。
在这种电路结构中，将直流单电源DP、DN的电压Edcp、Edcn分别设为2E，若将电容器C1的电压Vc1控制为E，则交流端子U可输出5个电平的电压。例如，若半导体开关S1、S2、S6、S16导通，则交流端子U输出电压2E，若半导体开关S1、S3、S6、S16导通或半导体开关S2、S6和交流开关Sac导通，则交流端子U输出电压E，若半导体开关S3、S6和交流开关Sac导通或半导体开关S2、S5和交流开关Sac导通，则交流端子U输出电压零，若半导体开关S2、S4、S5、S15导通或S3、S5及交流开关Sac导通，则交流端子U输出电压-E，若半导体开关S3、S4、S5、S15导通，则交流端子U输出电压-2E。
上述动作中，在交流端子U输出电压E的模式下，假设电流向负载流动，则存在有从半导体开关S1→电容器C1→半导体开关S3的路径1，以及从交流开关Sac→半导体开关S6→电容器C1→半导体开关S2的路径2，电容器C1利用路径1进行充电动作，利用路径2进行放电动作。通过检测出电容器C1的电压，并且为了能使其平均电压达到E，对路径进行适当地选择，能够将电容器C1的平均电压控制为E。此外，在交流端子U输出电压-E的模式下也同样存在有两条路径，也能将电容器C1的电压控制为E。
图11示出将图10所示的5电平转换电路扩大到7电平的例子。由直流电源输出7电平的电压，该直流电源包括由直流单电源DP和DN串联连接而成的三个端子即正极P、零极M、负极N的端子。在直流电源的正极P和负极N之间连接有半导体开关S1～S6的串联电路，该半导体开关S1～S6由二极管和IGBT反向并联连接而成，半导体开关S2～S5的串联电路与半导体开关S7和S8的串联电路、以及电容器C2并联连接，半导体开关S3和S4的串联电路与电容器C1并联连接。并且，在半导体开关S7和S8的连接点与直流电源的中间电位点即零极M之间连接有交流开关Sac，该交流开关Sac由在反方向也具有耐压的反向阻断型IGBTS15和S16反向并联连接而成，半导体开关S3和S4的连接点设为交流端子U。
在这种电路结构中，将直流单电源DP、DN的电压Edcp、Edcn分别设为3E，若将电容器C1的电压Vc1控制为E，电容器C2的电压Vc2控制为2E，则交流端子U可输出7个电平的电压。例如，若半导体开关S1～S3导通，则交流端子U输出电压3E，若半导体开关S1、S2及S4导通，则交流端子U输出电压2E，若半导体开关S1、S5及S4导通，则交流端子U输出电压E，若交流开关Sac和半导体开关S7、S2及S3或交流开关Sac和半导体开关S8、S5及S4导通，则交流端子U输出电压零，若交流开关Sac和半导体开关S7、S2及S4导通，则交流端子U输出电压-E，若交流开关Sac和半导体开关S7、S5及S4导通，则交流端子U输出电压-2E，若半导体开关S4～S6导通，则交流端子U输出电压-3E。具体而言，除上述内容以外还存在有其他的多种控制方式，但由于是图11所示电路的扩展动作，因此省略详细说明。
上述动作中，在交流端子U输出电压E的模式下，存在有从半导体开关S1→电容器C2→半导体开关S5→半导体开关S4的路径1，以及从交流开关Sac→半导体开关S8→电容器C2→半导体开关S2→电容器C1→半导体开关S4的路径2，电容器C2利用路径1进行充电动作，利用路径2进行放电动作。通过检测出电容器C2的电压，并且为了能使其平均值达到2E，对路径进行适当地选择，能够将电容器C2的平均电压控制为2E。此外，在交流端子U输出电压-E的模式下也同样存在有两条路径，也能通过适当地选择路径来将电容器C2的电压控制为2E。
此外，在交流端子U输出电压2E的模式下，存在有从半导体开关S1→半导体开关S2→电容器C1→半导体开关S4的路径1，以及从半导体开关S1→电容器C2→半导体开关S5→电容器C1→半导体开关S3的路径2，电容器C1利用路径1进行充电动作，利用路径2进行放电动作。通过检测出电容器C1的电压，并且对路径进行适当地选择，能够将电容器C1的平均电压控制为E。此外，在交流端子U输出电压-2E的模式下也同样存在有两条路径，也同样能将电容器C1的电压控制为E。
在图11所示结构的7电平转换电路中，在切换半导体开关S7或S8的情况下，电压变动为2个单位（2E）。一般情况下，若在输出波形中出现较大的电压变动，则负载侧的例如交流电动机中会产生与该电压相应的较高的微浪涌电压，其结果是有可能发生绝缘破坏的问题。
为解决这个问题，申请人提出了专利文献2所记载的电路。
图12示出其电路结构。在图12中，从高电位侧开始，将直流单电源DP与DN串联连接而成的直流电源的端子设为正极端子P、零极端子M、负极端子N。另外，将端子M设为基准（零），将其电位定义为0。此外，作为半导体开关，以与二极管反向并联连接的IGBT为例进行说明，当然也可以应用其他的半导体开关元件。在正极端子P和负极端子N之间连接有半导体开关S1～S6的串联电路，半导体开关S3和S4的连接点设为交流端子U。此外，在半导体开关S1和S2的连接点与半导体开关S5和S6的连接点之间连接有由半导体开关S7～S10的串联电路与电容器C2构成的并联电路，在零极端子M与半导体开关S8和S9的连接点之间连接有交流开关Sac，该交流开关Sac由反向阻断型IGBTS15和S16反向并联连接而构成。
并且，在半导体开关S3的高电位侧端子与半导体开关S4的低电位侧端子之间连接有电容器C1，在半导体开关S8的高电位侧端子与半导体开关S9的低电位侧端子之间连接有电容器C3。这些电容器C1～C3称为飞跨电容器。另外，交流开关Sac如图12所示由具有反向耐压的半导体开关S15、S16反向并联连接而构成，除此之外，也可以如图13（a）～13(c)所示由不具有反向耐压的IGBT和二极管组合而构成。图13（a）是二极管与IGBT的串联电路反向并联连接的结构，图13(b)和图13（c）是二极管与IGBT的反向并联连接电路串联连接的结构。
在图12所示的电路结构中，将直流单电源DP、DN的电压的大小分别设为3E。与图11所示的现有例相同，通过使电容器C1～C3的电压Vc1～Vc3充电或放电，能够将电容器C1～C3的电压的平均值保持为Vc1=E、Vc2=2E、Vc3=E。若将零极端子M的电位设为零，交流端子U的输出电压设为Vu，则利用输出电压Vu使半导体开关导通截止，从而实现±3E、±2E、±1E、0的7电平输出。例如，在使半导体开关S1、S2、S3、S9、S10、S16导通，其他半导体开关截止时（图14(a)），从交流端子U输出直流单电源DP的P点电位（+3E）。在使半导体开关S1、S3、S5、S9、S10、S16导通，其他半导体开关截止的情况下（图14（b）），通过从直流单电源DP（+3E）中减去电容器电压Vc2（+2E），再加上电容器电压Vc1（+E），使得从交流端子U输出电压+2E。
在使半导体开关S3、S5、S9、S10、S15、S16导通，其他半导体开关截止的情况下（图14(c)），从交流端子U输出直流电源的M点电位（0）加上电容器电压Vc1（+E）而得到的电压+E。在使半导体开关S4、S5、S9、S10、S15、S16导通，其他半导体开关截止时（图14(d)），从交流端子U输出直流电源的M点电位（0）。在使半导体开关S3、S5、S7、S9、S15、S16导通，其他半导体开关截止的情况下（图14（e）），通过将直流电源的M点电位（0）与电容器电压Vc3（+1E）相加，再减去电容器电压Vc2（+2E），再加上电容器电压Vc1（+1E），使得从交流端子U输出电压0。
在如上述那样使半导体开关导通截止，电流从直流电源的端子P、M、N流向交流端子U的情况下，电流沿着如图14（a）～图14（e）所述的路径流过，电容器进行充电或放电。与图10所示的5电平转换电路或图11所示的7电平转换电路一样，对于从交流输出端输出相同电压的模式，也存在有多条路径。通过检测出各电容器的电压，并且为了使该电压变成所期望的值，对路线进行适当地选择，能够将图12所示电路的电容器C1和C3的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E。利用其他的路径组合也可以输出电压，使电容器充电或放电，但此处省略其详细说明。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2012－182974号公报
专利文献2：日本专利申请2012－004723号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
如图12所示，作为从具备3个电平的直流电源得到7个电平的输出电压Vu的转换电路，能够通过利用半导体开关的导通截止，对直流电源DP、DN的电压Edcp、Edcn，电容器C1～C3的电压Vc1～Vc3进行组合来实现。为实现7电平的输出，应该将电容器C1的电压的平均值设为Vc1=E，电容器C2的电压的平均值设为Vc2=2E，电容器C3的电压的平均值设为Vc3=E，但实际上若电路进行工作，则电容器电压Vc1～Vc3会因流过电路的电流而发生变动。为将这些电压保持在平均值，通常采用以下方法，即通过组合半导体开关S1～S10，及交流开关Sac的导通截止，在输出任意电压的同时，对电容器C1～C3的充电或放电进行控制。然而，为此就需要具有检测电容器电压Vc1～Vc3的电路单元，但由于各电容器没有公共电位部分，因此电压检测电路需要具有绝缘功能等即成为成本增加的主要原因。因此，本发明的课题在于提供一种低成本的多电平转换电路，该多电平转换电路无需对所有的电容器使用多电平转换电路中所使用的电容器电压检测电路，一部分电容器不需要检测电路，就能将电容器电压控制为所期望的值。
解决技术问题所采用的技术方案
为解决上述问题，第1发明的多电平转换电路从直流电源生成多个电压电平，在该多个电压电平中进行选择并输出，其中，所述直流电源被分割为2个，具备3个端子，且具有包括零在内的互不相同的3个电压电平，该多电平转换电包括：第1及第2开关组，该第1及第2开关组由n（n为3以上的整数）个与二极管反向并联连接的半导体开关串联连接而构成；第3及第4开关组，该第3及第4开关组由n-1个半导体开关串联连接而构成；以及交流开关，该交流开关由具有反向耐压的半导体开关相组合而构成，在所述直流电源的电位最高的第1直流端子与电位最低的第3直流端子之间，从所述第1直流端子开始依次连接有所述第1开关组和第2开关组的串联电路，在构成所述第1开关组的第1个半导体开关的负侧端子与构成所述第2开关组的第n个半导体开关的正侧端子之间，从所述第1开关组的第1个半导体开关的负侧端子开始依次连接有所述第3开关组和第4开关组的串联电路，在所述第3开关组和所述第4开关组的连接点、与成为所述直流电源的中间电位的第2直流端子之间，连接有所述交流开关，在构成所述第1开关组的第n-m（m为从0到n-3的整数）个半导体开关的正侧端子、与构成所述第2开关组的第k（k为从1到n-2的整数）个半导体开关的负侧端子之间，连接有第j个（j为从1到n-2的整数）电容器，在所述第3开关组的正侧端子与第4开关组的负侧端子之间，连接有第n-1个电容器，在构成所述第3开关组的第n-m-1个半导体开关的正侧端子、与构成所述第4开关组的第k个半导体开关的负侧端子之间，连接有第i个（i为从n到2n-3的整数）电容器，所述第1开关组与所述第2开关组的连接点设为交流端子，所述第j个电容器的端子与所述第i个电容器的端子通过结合单元相连接。
在第2发明中，在第1发明的多电平转换电路中，在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第j个二极管，在所述第i个电容器的正侧端子与所述第j个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个二极管，作为所述结合单元。
在第3发明中，在第1发明的多电平转换电路中,在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第j个二极管和第j个电阻的串联电路，在所述第i个电容器的正侧端子与所述第j个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个二极管和第i-1个电阻的串联电路，作为所述结合单元。
在第4发明中，在第1发明的多电平转换电路中，在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有具有反向耐压的第j个半导体开关，在所述第i个电容器的正侧端子与第j个电容器的负侧端子之间连接有具有反向耐压的第i-1个半导体开关，作为所述结合单元。
在第5发明中，在第1发明的多电平转换电路中，在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的正侧端子之间连接有第j个阻抗元件，在所述第j个电容器的负侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个阻抗元件，作为所述结合单元。
在第6发明中，在第2～第5发明的多电平转换电路中，将齐纳二极管与所述第j个电容器、或第n-1个电容器、或第i个电容器并联连接。
发明效果
本发明在飞跨电容器型的多电平转换电路中，通过在飞跨电容器（电容器）之间连接结合单元，从而能够不必检测出所有电容器的电压，就能使电容器电压成为所期望的值。其结果是，能够削减电容器电压检测电路，从而可实现低成本化。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施例的电路图。
图2（a）是第1实施例的动作说明图（a）。
图2（b）是第1实施例的动作说明图（b）。
图3是表示本发明的第2实施例的电路图。
图4是表示本发明的第3实施例的电路图。
图5是表示本发明的第4实施例的电路图。
图6是表示本发明的第5实施例的电路图。
图7是表示本发明的第6实施例的电路图。
图8是本发明的第6实施例的动作说明图。
图9是表示本发明的第7实施例的电路图。
图10是作为现有例的5电平转换电路图。
图11是作为现有例的7电平转换电路图。
图12是作为现有例的改进型7电平转换电路图。
图13是交流开关电路图示例。
图14（a）是改进型7电平转换电路的动作说明图（a）。
图14（b）是改进型7电平转换电路的动作说明图（b）。
图14（c）是改进型7电平转换电路的动作说明图（c）。
图14（d）是改进型7电平转换电路的动作说明图（d）。
图14（e）是改进型7电平转换电路的动作说明图（e）。
具体实施方式
本发明的要点在于，在从具有3个电压电平的直流电源生成多个电压电平的多电平转换电路中，由n（n为3以上的整数）个半导体开关串联连接而成的第1及第2开关组的串联电路连接在直流电源的正极和负极之间，由n-1个半导体开关串联连接而成的第3及第4开关组的串联电路连接在构成所述第1开关组的从正侧的第1个半导体开关的负侧端子与构成所述第2开关组的从正侧的第n个半导体开关的正侧端子之间，在所述第3开关组和所述第4开关组的连接点与所述直流电源的中间端子之间连接有交流开关，在构成所述第1开关组的第n-m（m为从0到n-3的整数）个半导体开关的正侧端子与构成所述第2开关组的第k（k为从1到n-2的整数）个半导体开关的负侧端子之间连接有第j（j为从1到n-2的整数）个电容器，在所述第3开关组的正侧端子与第4开关组的负侧端子之间连接有第n-1个电容器，在构成所述第3开关组的第n-m-1个半导体开关的正侧端子与构成所述第4开关组的第k个半导体开关的负侧端子之间连接有第i（i为从n开始到2n-3的整数）个电容器，所述第1开关组与所述第2开关组之间的连接点设为交流端子，所述第j个电容器的端子与所述第i个电容器的端子至少通过一个结合单元相连接。
[实施例1]
图1表示本发明的第1实施例。第1实施例是权利要求中n＝3的情况下的实施例，是7电平转换电路的应用例。在电路结构中，从高电位侧，将直流单电源DP与DN串联连接而成的直流电源的端子设为正极端子P、零极端子M、负极端子N。另外，将端子M设为基准（零），将其电位定义为0。此外，作为半导体开关，以与二极管反向并联连接的IGBT为例进行说明，当然也可以应用其他的半导体开关元件。在正极端子P和负极端子N之间连接有半导体开关S1～S6的串联电路，半导体开关S3和S4的连接点设为交流端子U。此外，在半导体开关S1和S2的连接点、与半导体开关S5和S6的连接点之间连接有由半导体开关S7～S10的串联电路与电容器C2构成的并联电路，在零极端子M、与半导体开关S8和S9的连接点之间连接有交流开关Sac，该交流开关Sac由作为半导体开关的反向阻断型IGBTS15和S16反向并联连接而成。
并且，在半导体开关S3的高电位侧端子与半导体开关S4的低电位侧端子之间连接有电容器C1，在半导体开关S8的高电位侧端子与半导体开关S9的低电位侧端子之间连接有电容器C3。此外，在电容器C1的高电位侧端子与电容器C3的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D1，在电容器C3的高电位侧端子与电容器C1的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D2。
在这种电路结构中，若分别将直流单电源DP、DN的电压设为3E，将电容器C1的电压设为E，将电容器C2的电压设为2E，将电容器C3的电压设为E，则在使半导体开关S1、S2、S3、S9、S10、S16导通，使其他半导体开关截止的情况下，从交流端子U输出+3E的电压。此时，若电容器C1～C3的电压Vc1～Vc3的关系为Vc2>Vc1+Vc3，则电容器C2进行放电，对电容器C1和C3进行充电，以使得Vc2=Vc1+Vc3。在电容器C1～C3间流动的电流Ic形成如图2（a）中虚线所示的路径，即从电容器C2→半导体开关S2→电容器C1→二极管D2→电容器C3→半导体开关S10→电容器C2。除了图2（a）所示的例子，在至少将半导体开关S2和S10设为导通，从而可构成从电容器C2到电容器C1和C3的充电路径的情况下，电容器C1的电压Vc1和电容器C3的电压Vc3的和也被箝位至电容器C2的电压Vc2。
此外，在使图1所示的半导体开关S3、S5、S7、S9、S15、S16导通，其他半导体开关截止的情况下，从交流端子U输出电压0。此时，若电容器电压Vc1～Vc3的关系为Vc2>Vc1+Vc3，则电容器C2进行放电，对电容器C1和C3进行充电，以使得Vc2=Vc1+Vc3。在电容器C1～C3间流动的电流Ic形成如图2（b）中虚线所示的路径，即从电容器C2→半导体开关S7→电容器C3→二极管D1→电容器C1→半导体开关S5→电容器C2，电容器C1的电压Vc1和电容器C3的电压Vc3的和被箝位至电容器C2的电压Vc2。除了图2（b）所示的例子，在至少将半导体开关S5和S7设为导通，从而可构成从电容器C2到电容器C1和C3的充电路径的情况下，电容器C1的电压Vc1和电容器C3的电压Vc3的和也被箝位至电容器C2的电压Vc2。这里，与现有技术相同，利用适当选择路径的方法将电容器C1的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E，由此电容器C3的电压即成为E。也就是说，不需要检测电路来检测电容器C3的电压，从而可实现低成本化。
[实施例2]
图3表示本发明的第2实施例。第2实施例是使用电阻作为阻抗元件的实施例。第2实施例是分别将电阻R1与二极管D1串联连接，电阻R2与二极管D2串联连接来作为结合单元，以取代第1实施例中的二极管的实施例。半导体开关的动作和电容器电压Vc1～Vc3的关系与第1实施例相同，不需要检测电容器C3的电压。通过连接电阻，可对充电时间进行调整。此外，如果连接电感器来代替电阻，还可抑制浪涌电流。
[实施例3]
图4表示本发明的第3实施例。本实施例是在第1实施例中的所有半导体开关及二极管的耐压均相等的情况下的实施例（n＝3的情况）。该结构是将图1中的半导体开关S1及S6设为由4个半导体开关串联连接（半导体开关S1a～S1d、S6a～S6d）而成的电路。此外，作为结合单元的图1的二极管D1及D2设为由2个二极管串联连接（二极管D1a和D1b、D2a和D2b）而成。半导体开关的动作和电容器电压Vc1～Vc3的关系与第1实施例相同，不需要检测电容器C3的电压。在本实施例中，由于所有的半导体开关及二极管的耐压均相等，因此在简化了装置结构的同时，还可获得元器件管理变得方便的优点。
[实施例4]
图5表示本发明的第4实施例。本实施例中，将第1实施例中的二极管D1、D2替换成分别具有反向耐压的半导体开关Sr1、Sr2。图5所示的电路结构中，作为具有反向耐压的半导体开关，由二极管和不具有反向耐压的IGBT串联连接而构成，但如果使用具有反向耐压的反向阻断型IGBT，则不需要与二极管串联连接。如果使半导体开关Sr1、Sr2始终保持导通，则可获得与第1实施例相同的效果。在第1实施例中无法保持电容器C1及C3的电压为E、电容器C2的电压为2E的关系的情况下，如果对半导体开关Sr1或Sr2的导通截止进行控制，则能够将各电容器电压控制为规定的值。此外，半导体开关Sr1、Sr2导通时的动作与第1实施例相同。与现有技术相同，利用适当选择路径的方法将电容器C1的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E，由此对于电容器C3的电压，可不设置检测电路，就能使其成为所期望的值E。此外，若在具有反向耐压的半导体开关Sr1、Sr2上连接电阻或电感，则能获得与第2实施例相同的效果。
[实施例5]
图6表示本发明的第5实施例。第5实施例具有将齐纳二极管ZD1与第1实施例中的电容器C3并联连接而成的电路结构。与现有技术相同，利用适当选择路径的方法将电容器C1的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E，由此对于电容器C3的电压，可不设置电压检测电路，就能使其成为所期望的值E。然而，在第1实施例中，如图2a、图2b所示，仅对电容器C1、C3进行充电。因此，存在变为过电压的可能性，此时需要使其放电。作为这种放电方法，通过将齐纳二极管与电容器并联连接，将电容器电压箝位于齐纳电压，不仅可进行充电，还可进行放电。另外，在本实施例中将齐纳二极管与电容器C3并联连接，但也可以将齐纳二极管与C1～C3中的任意一个或多个或全部并联连接。
[实施例6]
图7表示本发明的第6实施例。在图12所示的现有例的电容器C1的正电位侧与电容器C3的正电位侧之间连接有电阻R1，在电容器C1的负电位侧与电容器C3的负电位侧之间连接有电阻R2。对电容器C1、C3进行充电或放电，能够使电容器C1的电压Vc1与电容器C3的电压Vc3相等。当电容器电压Vc1与Vc3的关系满足Vc1>Vc3时，如图8中虚线所示的那样，电流沿着电容器C1→电阻R1→电容器C3→电阻R2→电容器C1流动，从而Vc1=Vc3。此外，当电容器电压Vc1与Vc3的关系满足Vc1<Vc3时，电流沿着电容器C3→电阻R1→电容器C1→电阻R2→电容器C3流动，从而Vc1=Vc3。与现有技术相同，利用适当选择路径的方法将电容器C1的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E，由此对于电容器C3的电压，可不设置电压检测电路，就能使其成为所期望的值E。在本实施例中，即使将所有的半导体开关均设为截止，也能通过电阻对电容器电压Vc1和Vc3进行均压。此外，本结构可适用于原本就要将电压设为相等的电容器之间。
[实施例7]
图9表示本发明的第7实施例。第7实施例是权利要求范围中n＝4的情况下的实施例，是9电平转换电路的应用例。在9电平的飞跨电容器型转换电路中，从高电位侧，将直流单电源DP与DN串联连接而成的直流电源的端子设为正极端子P、零极端子M、负极端子N。另外，将端子M设为基准（零），将其电位定义为0。此外，作为半导体开关，以将二极管反向并联连接的IGBT为例进行说明，当然也可以应用其他的半导体开关元件。在正极端子P和负极端子N之间连接有半导体开关S1～S8的串联电路，半导体开关S4和S5的连接点设为交流端子U。此外，在半导体开关S1和S2的连接点、与半导体开关S7和S8的连接点之间连接有由半导体开关S9～S14的串联电路与电容器C3构成的并联电路，在零极端子M、与半导体开关S11和S12的连接点之间连接有交流开关Sac，该交流开关Sac由反向阻断型IGBTS15和S16反向并联连接而构成。
并且，在半导体开关S3的高电位侧端子与半导体开关S6的低电位侧端子之间连接有电容器C2，在半导体开关S4的高电位侧端子与半导体开关S5的低电位侧端子之间连接有电容器C1，在半导体开关S10的高电位侧端子与半导体开关S13的低电位侧端子之间连接有电容器C4，在半导体开关S11的高电位侧端子与半导体开关S12的低电位侧端子之间连接有电容器C5。这些电容器C1～C5称为飞跨电容器。另外，交流开关Sac如图9所示由具有反向耐压的半导体开关S15、S16反向并联连接而构成，除此之外的结构也可以如图13（a）～(c)所示由不具有反向耐压的IGBT和二极管相组合而构成。图13（a）是二极管与IGBT的串联电路反向并联连接的结构，图13(b)和图13（c）是二极管与IGBT的反向并联连接电路串联连接的结构。
此外，在电容器C1的高电位侧端子与电容器C4的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D1，在电容器C2的高电位侧端子与电容器C5的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D2，在电容器C4的高电位侧端子与电容器C1的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D3，在电容器C5的高电位侧端子与电容器C2的低电位侧端子之间连接有作为结合单元的二极管D4。
在图9所示的电路结构中，将直流单电源DP、DN的电压的大小分别设为4E。通过对电容器C1～C5的电压Vc1～Vc5进行充电或放电，将电压的平均值保持为Vc1=E、Vc2=2E、Vc3=3E、Vc4=2E、Vc5=E。若将零极端子M的电位设为零，交流端子U的输出电压设为Vu，则利用输出电压Vu使半导体开关导通截止，从而实现±4E、±3E、±2E、±1E、0这9电平输出。
在上述结构中，分别连接有作为结合单元的二极管D1～D4，从而使得电容器C1的电压Vc1与电容器C4的电压Vc4的和成为电容器C3的电压Vc3，且电容器C5的电压Vc5与电容器C2的电压Vc2的和成为电容器C3的电压Vc3。具体动作可与第1实施例相同地来进行考虑，因此省略说明。于是，电容器C1的电压Vc1与电容器C4的电压Vc4的和被箝位至电容器C3的电压Vc3，且电容器C5的电压Vc5与电容器C2的电压Vc2的和被箝位至电容器C3的电压Vc3。在这种结构中，与现有技术相同，通过检测出电容器C1～C3的电压，并适当地选择电容器的充放电路径，来分别将电容器C1的电压控制为E，将电容器C2的电压控制为2E，将电容器C3的电压控制为3E。其结果是，不检测电容器C4的电压，就能使电容器C4的电压成为2E。此外，不检测电容器C5的电压，就能使电容器C5的电压成为E。因此，对电容器C4和C5不需要设置检测电路，从而能够实现低成本化。此外，在本实施例的9电平转换电路中，可应用实施例2～6的电路。
此外，在上述各实施例中，示出了7电平转换电路和9电平转换电路的应用例，但对于11电平以上的多电平转换电路也同样适用。此外，示出了适用IGBT作为开关元件的例子，但在使用MOSFET、GTO等的情况下也能够实现。
工业上的实用性
本发明可适用于使用如下那样的转换电路的高压电动机驱动装置、系统互连用电力转换装置等，该转换电路将由两个直流单电源串联连接而成的具有3个端子的直流电源作为输入，并输出多电平电压。
标号说明
S1～S14···半导体开关（IGBT）
S15、S16···反向阻断型IGBT
Sac···交流开关
C1～C5···电容器
DP、DN···直流单电源
R1、R2···电阻
ZD1···齐纳二极管
D1～D4、D1a、D1b、D2a、D2b···二极管
Sr1、Sr2···反向阻断型开关

Claims (6)

1.一种多电平转换电路，从直流电源生成多个电压电平，在该多个电压电平中进行选择并输出，其中，所述直流电源被分割为2个，具备3个端子，且具有包括零在内的互不相同的3个电压电平，该多电平转换电路的特征在于，
包括：第1及第2开关组，该第1及第2开关组由n个与二极管反向并联连接的半导体开关串联连接而构成；第3及第4开关组，该第3及第4开关组由n-1个半导体开关串联连接而构成；以及交流开关，该交流开关由具有反向耐压的半导体开关相组合而构成，
在所述直流电源的电位最高的第1直流端子与电位最低的第3直流端子之间，从所述第1直流端子开始依次连接有所述第1开关组和第2开关组的串联电路，在构成所述第1开关组的第1个半导体开关的负侧端子与构成所述第2开关组的第n个半导体开关的正侧端子之间，从所述第1开关组的第1个半导体开关的负侧端子开始依次连接有所述第3开关组和第4开关组的串联电路，在所述第3开关组和所述第4开关组的连接点、与成为所述直流电源的中间电位的第2直流端子之间，连接有所述交流开关，在构成所述第1开关组的第n-m个半导体开关的正侧端子、与构成所述第2开关组的第k个半导体开关的负侧端子之间，连接有第j个电容器，在所述第3开关组的正侧端子与第4开关组的负侧端子之间，连接有第n-1个电容器，在构成所述第3开关组的第n-m-1个半导体开关的正侧端子、与构成所述第4开关组的第k个半导体开关的负侧端子之间，连接有第i个电容器，
所述第1开关组与所述第2开关组的连接点设为交流端子，所述第j个电容器的端子与所述第i个电容器的端子通过结合单元相连接，
其中，
n为3以上的整数，
m为从0到n-3的整数，
k为从1到n-2的整数，
j为从1到n-2的整数，
i为从n到2n-3的整数。
2.如权利要求1所述的多电平转换电路，其特征在于，
在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第j个二极管，在所述第i个电容器的正侧端子与所述第j个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个二极管，作为所述结合单元。
3.如权利要求1所述的多电平转换电路，其特征在于，
在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第j个二极管和第j个电阻的串联电路，在所述第i个电容器的正侧端子与所述第j个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个二极管和第i-1个电阻的串联电路，作为所述结合单元。
4.如权利要求1所述的多电平转换电路，其特征在于，
在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有具有反向耐压的第j个半导体开关，在所述第i个电容器的正侧端子与第j个电容器的负侧端子之间连接有具有反向耐压的第i-1个半导体开关，作为所述结合单元。
5.如权利要求1所述的多电平转换电路，其特征在于，
在所述第j个电容器的正侧端子与所述第i个电容器的正侧端子之间连接有第j个阻抗元件，在所述第j个电容器的负侧端子与所述第i个电容器的负侧端子之间连接有第i-1个阻抗元件，作为所述结合单元。
6.如权利要求2至5的任一项所述的多电平转换电路，其特征在于，
齐纳二极管与所述第j个电容器、或第n-1个电容器、或第i个电容器并联连接。
CN201410134740.4A 2013-04-22 2014-04-02 多电平转换电路 Active CN104113227B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-089452 2013-04-22
JP2013089452A JP6079407B2 (ja) 2013-04-22 2013-04-22 マルチレベル変換回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104113227A CN104113227A (zh) 2014-10-22
CN104113227B true CN104113227B (zh) 2018-04-10

Family

ID=51629117

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410134740.4A Active CN104113227B (zh) 2013-04-22 2014-04-02 多电平转换电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9143054B2 (zh)
JP (1) JP6079407B2 (zh)
CN (1) CN104113227B (zh)
DE (1) DE102014206304B4 (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105207459B (zh) * 2015-09-28 2018-02-23 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器电路及其控制方法
CN105226978B (zh) * 2015-10-10 2018-04-10 阳光电源股份有限公司 一种五电平逆变器及其应用电路
US9991820B2 (en) 2016-03-04 2018-06-05 Caterpillar Inc. Multi-level converter and method of operating same
CN107070274B (zh) * 2016-12-16 2019-08-23 中冶赛迪电气技术有限公司 一种五电平逆变单元
CN106787879B (zh) * 2016-12-16 2019-08-23 中冶赛迪电气技术有限公司 一种七电平anpc变流器拓扑结构
WO2019069654A1 (ja) * 2017-10-06 2019-04-11 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
WO2020137633A1 (ja) * 2018-12-27 2020-07-02 東芝インフラシステムズ株式会社 電力変換装置
CN110138005B (zh) * 2019-05-13 2023-02-03 郑州大学 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法
US10965221B1 (en) * 2020-09-01 2021-03-30 King Abdulaziz University Switched capacitor based boost inverter topology with a higher number of levels and higher voltage gain
CN112234811B (zh) * 2020-09-10 2022-07-12 西安交通大学 一种半桥型电力电子器件串联均压电路
US11159095B1 (en) * 2020-11-12 2021-10-26 King Abdulaziz University 11-level boost active neutral point clamped inverter topology with higher voltage gain
US11742756B2 (en) * 2021-07-09 2023-08-29 Siliconch Systems Pvt Ltd Hybrid bi-directional DC-DC power converter and methods of operation thereof
CN117767781A (zh) * 2024-02-20 2024-03-26 深圳市恒运昌真空技术股份有限公司 五电平逆变电路、逆变器及射频电源
CN118041104B (zh) * 2024-04-15 2024-06-07 苏州大学 一种高压七电平储能变换装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006246576A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルインバータ
CN101093964A (zh) * 2007-07-13 2007-12-26 上海闵行电力实业有限公司 磁浮列车的多电平大功率的逆变电路
CN201577027U (zh) * 2009-12-18 2010-09-08 山东新风光电子科技发展有限公司 用于二极管钳位多电平逆变器的强制均压电路
CN102217182A (zh) * 2008-11-18 2011-10-12 三菱电机株式会社 电力变换装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07142179A (ja) * 1993-11-19 1995-06-02 Ikeda Electric Co Ltd 放電灯点灯装置
JPH08308253A (ja) * 1995-04-28 1996-11-22 Mitsubishi Electric Corp スイッチング半導体装置
DE502006006287D1 (de) 2006-02-01 2010-04-08 Abb Research Ltd Schaltzelle sowie umrichterschaltung zur schaltung einer vielzahl von spannungsniveaus
EP2372893B1 (en) * 2010-03-31 2012-06-27 Ce+T Multilevel inverter
JP5362657B2 (ja) * 2010-06-28 2013-12-11 三菱電機株式会社 電力変換装置
EP2487786A3 (en) 2011-02-08 2015-06-03 Fuji Electric Co., Ltd. Five-level power conversion device
FR2975549B1 (fr) * 2011-05-17 2015-01-02 Converteam Technology Ltd Onduleur de tension a 2n+1 niveaux
JP2013089452A (ja) 2011-10-18 2013-05-13 Panasonic Corp リチウムイオン二次電池用電極の製造方法
JP5803683B2 (ja) * 2012-01-13 2015-11-04 富士電機株式会社 マルチレベル電力変換回路
JP2013215043A (ja) * 2012-04-02 2013-10-17 Fuji Electric Co Ltd マルチレベル電力変換装置
JP2013223274A (ja) * 2012-04-13 2013-10-28 Fuji Electric Co Ltd マルチレベル電力変換装置
JP2015012621A (ja) * 2013-06-26 2015-01-19 富士電機株式会社 マルチレベル電力変換回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006246576A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルインバータ
CN101093964A (zh) * 2007-07-13 2007-12-26 上海闵行电力实业有限公司 磁浮列车的多电平大功率的逆变电路
CN102217182A (zh) * 2008-11-18 2011-10-12 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN201577027U (zh) * 2009-12-18 2010-09-08 山东新风光电子科技发展有限公司 用于二极管钳位多电平逆变器的强制均压电路

Also Published As

Publication number Publication date
DE102014206304A1 (de) 2014-10-23
US9143054B2 (en) 2015-09-22
US20140313802A1 (en) 2014-10-23
CN104113227A (zh) 2014-10-22
DE102014206304B4 (de) 2021-02-04
JP2014217079A (ja) 2014-11-17
JP6079407B2 (ja) 2017-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104113227B (zh) 多电平转换电路
CN108923632B (zh) 一种多电平boost装置
US10790743B2 (en) Individual module, electrical converter system, and battery system
KR101724217B1 (ko) 전력변환장치
US9136695B2 (en) Protection control system for a multilevel power conversion circuit
JP2014217079A5 (zh)
US10938317B2 (en) Low loss double submodule for a modular multi-level converter and modular multi-level converter having same
US5841645A (en) Multi-level inverter with low loss snubbing circuits
JP6208803B2 (ja) モジュール型マルチレベルコンバータ及びモジュール型マルチレベルコンバータの電圧バランシング制御方法
EP2306629A2 (en) Five-level converter
US9643496B2 (en) Power conversion apparatus for vehicle and vehicle
EP2651024A2 (en) Multilevel power converter
KR101820611B1 (ko) 다중 레벨 변환기
JP6232944B2 (ja) マルチレベル電力変換装置
US9276499B2 (en) Procedures for the operation of an electrical circuit
EP3285380B1 (en) Voltage balancing of voltage source converters
EP3046246B1 (en) Multilevel active rectifiers
US10177679B2 (en) Multilevel inverter
EP3836376A1 (en) Voltage balance control method for flying-capacitor multilevel converter
EP2582031A1 (en) Even-level inverter
JP4643117B2 (ja) マルチセル・エネルギー変換装置
EP3082238B1 (en) Switch module and converter with at least one switch module
JP2018207720A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
WO2022213185A1 (en) Multi-level voltage sourced converter submodule with parallel current-conducting branches with multiple energy storage devices and related methods
CN111262500A (zh) 高压变频驱动设备及驱动方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant