CN104079513B

CN104079513B - 初始均衡器系数的高效计算

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Publication number: CN104079513B
Application number: CN201410198445.5A
Authority: CN
Inventors: 山形拓
Original assignee: Imagination Technologies Ltd
Current assignee: Imagination Technologies Ltd
Priority date: 2013-03-27
Filing date: 2014-03-27
Publication date: 2018-10-19
Anticipated expiration: 2034-03-27
Also published as: CN104079513A; US20140294058A1; DE102014004366B4; DE102014004366A1; GB2503072A; US9100230B2; GB201305592D0; GB2503072B

Abstract

描述了初始均衡器系数的高效计算方法。在第一阶段中，基于CIR的估计值来产生信道匹配滤波器，并随后使用该信道匹配滤波器对CIR估计值进行滤波。在第二阶段中，根据匹配滤波后的CIR的一部分来计算初始FFE系数，并随后可使用这些初始FFE系数和CIR的估计值来产生初始DFE系数。在各种实施例中，在产生匹配滤波器之前，将窗口应用到CIR估计值。在各种实施例中，对第二阶段进行迭代以使在FFE之后的前回声最小化。

Description

初始均衡器系数的高效计算

背景技术

数字地面电视信号遭受到多路径干扰，其导致了经由比由主要信号行进的路径短的路径接收到的信号所引起的前回声(pre-echo)和具有沿较长路径行进的信号所引起的后回声(post-echo)。因此，数字电视接收器包括包含自适应均衡器的电路来抑制这些回声。

这些信号的常见均衡方法是使用前向馈送均衡器(FFE)和决策反馈均衡器(DFE)的组合。这两种不同类型的均衡器具有不同的特性，并且可用于处理干扰的不同方面。FFE能够处理前导和后导码间干扰(ISI)，例如，前回声和后回声，同时DFE仅能处理前导ISI，但是，不同于FFE，DFE不会增强噪声。

为了使用FFE和DFE的组合，必须指定均衡器系数，同时，这些均衡器系数可适于细化均衡器和/或适于信道的变化，需要指定初始系数。获取均衡器系数的一个示例方法是使用维纳霍夫方程，然而，用于求解这个方程的大量延迟抽头(tap)过于复杂，并且实际上，在一些情况下，该方程太复杂以致无法求解。

以下所描述的示例不限于解决计算均衡系数的已知方法的任一个或所有缺点的实现方法。

发明内容

提供本发明内容从而以一种简单的形式介绍本发明的选择，在下面的具体实施方式中将对其作进一步描述。本发明内容不旨在确定所要求保护的主题的关键特征或必要特征，也不旨在作为在确定所要求保护的主题的范围时的辅助。

描述了初始均衡器系数的高效计算方法。在第一阶段中，基于CIR的估计值来产生信道匹配滤波器，并随后使用该信道匹配滤波器对CIR估计值进行滤波。在第二阶段中，根据匹配滤波后的CIR的一部分来计算初始FFE系数，并随后使用这些初始FFE系数和CIR的估计值来产生初始DFE系数。在各种实施例中，在产生匹配滤波器之前，将窗口应用到CIR估计值。在各种实施例中，对第二阶段进行迭代，以使在FFE之后的前回声最小化。

第一方面提供一种产生在无线接收器的均衡器中使用的初始系数的方法，包括：使用信道脉冲响应的估计值来产生信道匹配滤波器；使用信道匹配滤波器对信道脉冲响应的估计值进行滤波；将滤波后的信道脉冲响应的估计值分成第一部分和第二部分，第一部分包括所有的前回声；使用在频域中的第一部分的倒置(inverted)版本来计算初始FFE系数。

第二方面提供一种在无线接收器中使用的均衡器，该均衡器包括被设置为产生均衡器的初始系数的硬件逻辑单元，并且硬件逻辑单元包括：匹配滤波器产生器，其被设置为使用信道脉冲响应的估计值来产生信道匹配滤波器；硬件逻辑单元，其被设置为使用信道匹配滤波器对信道脉冲响应的估计值进行滤波；以及硬件逻辑单元，其被设置为将滤波后的信道脉冲响应的估计值分成第一部分和第二部分，第一部分包括所有的前回声，并且使用在频域中的第一部分的倒置版本来计算初始FFE系数。

第三方面提供一种包括本文所述的均衡器的数字电视接收器。

第四方面提供一种基本上参照附图中的图2、9和10的任一个所描述的均衡器。

第五方面提供一种基本上参照附图中的图1和3-8的任一个所描述的产生初始均衡器系数的方法。

第六方面提供一种计算机可读存储介质，在所述计算机可读存储介质上具有编码的计算机可读程序代码，所述编码的计算机可读程序代码用于产生包括如本文所述的均衡器的处理器。

第七方面提供一种计算机可读存储介质，在所述计算机可读存储介质上具有编码的计算机可读程序代码，所述编码的计算机可读程序代码用于产生被配置为执行本文所述的方法的处理器。

本文所描述的方法可由配置有以存储在有形存储介质上的机器可读形式(例如，以包括用于配置计算机以执行所描述的方法的组成部分的计算机可读程序代码的计算机程序的形式，或者以包括当程序在计算机上执行时和计算机程序被存储在计算机可读存储介质上时适应于执行本文所描述的任一方法的所有步骤的计算机程序代码模块的计算机程序的形式)的软件的计算机来执行。暂态(或非暂态)存储介质的示例包括磁盘、指状驱动器、存储卡等，而不包括传输的信号。软件适合在并行处理器或串行处理器上执行，使得可以以合适的顺序或同时执行这些方法步骤。

通过其上具有编码的计算机可读程序代码的非暂态计算机可读存储介质产生本文所描述的硬件部件。

本发明承认固件和软件可以被分离使用并且是有价值的。意图包含软件以执行所希望的功能，该软件运行在“非智能(dumb)”或标准硬件上或控制“非智能”或标准硬件。还意图包含“描述”或定义硬件的配置的软件，例如HDL(硬件描述语言)软件，其被用于设计硅芯片，或用于配置通用可编程芯片，以执行希望的功能。

本领域技术人员可以明白，优选特征可视情况而被组合，并且可以与本发明的任一个方面进行组合。

附图说明

将以示例的方式参照以下附图来描述本发明的示例，其中：

图1是计算初始均衡器系数的示例性方法的流程图；

图2是示出产生初始均衡器系数的示例性方法的框图；

图3示出可在产生信道匹配滤波器时使用的窗口的示意图；

图4示出图1所示的方法的第二阶段的第一部分的两个示例性实现方式；

图5示出图1所示的方法的第二阶段的第一部分中步骤之一的两个示例性实现方式；

图6示出图1所示的方法的第二阶段的第一部分的另一示例性实现方式；

图7示出来自图6的子块的两个示例性实现方式；

图8示出图1所示的方法的第二阶段的第一部分的另一示例性实现方式；

图9是示出产生初始均衡器系数的另一示例性方法的框图；以及

图10是示出可用于实现本文所述的方法的硬件逻辑单元的图。

在所有附图中使用相同的附图标记表示相似的特征。

具体实施方式

下面将仅以示例的方式来描述本发明的实施例。这些示例表示申请人当前已知的将本发明应用于实践的最好方式，然而它们并不是能够获得本发明的唯一方式。本说明书阐述了所述示例的功能以及用于构建和操作所述示例的步骤的顺序。然而，相同或等价的功能和顺序可以通过不同的示例来完成。

如上所述，实际上，在组合的FFE和DFE的情况下使用维纳-霍夫方程来计算均衡器系数太复杂。下面描述一种可替代方法，该方法能够大幅减少处理工作。图1中所示出的该方法包括两个阶段10、11：首先，设计信道匹配滤波器(其也可以被称为“匹配滤波器”)，并将其应用于初始信道估计值(可以使用常规方法来获得初始信道估计值)。采用信道匹配滤波器增强主路径能量以及去除载波相位偏移和采样时钟偏移。其次，根据第一阶段10中产生的匹配滤波信道估计值来计算FFE和DFE系数。正如在下面的更多细节中所描述的那样，匹配滤波器被设计和应用在复数域中(其也可被称为分数间隔域)，并随后，在应用了匹配滤波器之后，数据被转换到仅实数域中(其也可被称为符号间隔域)，实数域允许使用不太复杂的算法来导出FFE和DFE系数而不丢失初始信道估计值中的任何信息。

图2是示出产生初始滤波器系数的示例性方法的框图，并可参照图1中的流程图对此进行描述。在FFE/DFE初始化块200中产生初始均衡器系数，该初始均衡器系数被馈送到FFE202和DFE204这两者中。如上所述，在第一阶段10中，产生初始信道估计值或者估计的信道脉冲响应(CIR)208(在块102中)。该初始信道估计值可使用任意方法来产生，例如使用已知的技术和导频序列。接着，使用估计的CIR208来产生匹配滤波器(MF)(块104和206)，并且下面将描述产生匹配滤波器的方法。接着，匹配滤波器(在块104和206中产生)被应用到估计的CIR208(在块106，例如使用乘法器210)以产生匹配滤波后的CIR。

在第二阶段11中，匹配滤波后的CIR(MF-CIR)被划分成第一部分和第二部分(在块108和212中)，并且MF-CIR的第一部分被用于产生馈送到FFE202中的初始FFE系数(在块110中)。随后，这些初始FFE系数和MF-CIR的第二部分被用于产生馈送到DFE204中的初始DFE系数(在块112中)。在图2中的“CIR划分”块212中执行初始FFE和DFE系数的计算。

如图2所示，FFE系数产生(在块110和212中)使用匹配滤波后的CIR的实部(如在块214中从乘法器210输出的匹配滤波后的CIR中提取)。虽然MF-CIR的实部的提取在图2中被示为独立的功能块，但是正如下面更具体描述的，它也可以集成在CIR划分/FFE系数计算处理中。

信道匹配滤波器可以在时域或者频域中产生(在块104和206中)。在时域中，可通过采用时间反转的信道脉冲响应的复共轭(即，时间反转的CIR估计值208的复共轭)来产生匹配滤波器。在频域中，可通过采用信道频率响应的复共轭来产生匹配滤波器(在块104和206中)。

信道匹配滤波器(在块104和206中产生)会引入额外的信道脉冲响应，该信道脉冲响应落在均衡器范围之外，即，它们将需要超过均衡器内的最大可用(或希望)长度的抽头长度。因此，在一些示例中，在所估计的CIR208被用于产生信道匹配滤波器(在块104和206中)之前，窗口可被应用于估计的CIR208(在块103中)。可参照图3来解释在时域中所应用的窗口。

图3中的第一个示意图301示出了时域中的示例性CIR的表示。图3中的第二个示意图302示出了四个示例性窗口形状30-33。每一窗口都具有不同的形状或轮廓。第一示例性窗口30具有恒定的幅度，而在其它三个示例31-33中，窗口的前沿部分(由括号34-36表示)与窗口的中央部分相比具有减少的幅度。在所示出的示例中，窗口31-33的前沿部分34-36在幅度上减少大约50％，然而在其它示例中，幅度可被减少一个更大或更少的量(例如75％或25％)。在第二示例性窗口31中，窗口中在前沿部分34之后的部分具有恒定的(100％)幅度；然而在第三和第四示例中，存在窗口的结尾(trailing)部分37-38，该结尾部分也具有减少的幅度。结尾部分37-38的幅度可以与前沿部分的幅度相同或者不同。类似地，结尾部分的长度可与前沿部分的长度相同(如在窗口33中)或不同(如在窗口32中)。在具有与窗口33相似的轮廓的示例中，窗口可从主路径中提取+/-250个符号持续CIR，其中在+/-50个符号持续内(窗口的中央部分)的所有幅度和在该范围之外(即在窗口的前沿部分和结尾部分)的CIR幅度的一半。所使用的窗口的精确设计取决于特定的均衡器设计，例如，取决于均衡器中的抽头的数量。

该窗口31-33在应用于CIR301时，提取CIR的一部分，这被称为加窗的CIR，并且在第三示意图303中示出该加窗的CIR。在该示例中，加窗的CIR对应于窗口33。如上所述，在产生匹配滤波器之前使用窗口来提取CIR的一部分减少了使用可用的抽头长度而无法消除的回声的可能性。

图4示出了图1所示的方法(块108-110)的第二阶段11的第一部分的两个示例性实现方式。这些实现方式组合了图2所示的两个功能块212和214。该阶段具有两个输入：信道匹配滤波后的CIR估计值402或402＇(如从图2中的乘法器210输出)，其中根据在将窗口应用或者不应用到CIR估计值(在块103中)的情况下的初始CIR估计值208和本文被称为“虚拟FFE系数”的一串“1”，来产生MF-CIR402、402＇。

在第一示例41中，MF-CIR402的实部被提取(在块406中)，同时仍然在频域中进行操作。随后，在将MF-CIR分成两部分(在块410中)之前使用快速傅里叶逆变换(IFFT)(在块408中)将MF-CIR从频域转换到时域：使用用于FFE423的CIR，并丢弃第二部分。下面描述多种执行所述划分的方法(在块410中)，其也可以被可替代地描述为用于FFE423的CIR的提取或选择，并且在这些示例中，所有的前回声被包括在第一(FFE)部分423中，并且大部分或所有的后回声被包括在第二部分，即丢弃的部分中。在一些示例中，短的后回声的部分可包括在FFE部分423中而没有被丢弃。

接着，CIR423的第一(FFE)部分(如由块410输出)通过使用FFT而转换回频域(块412)、倒置(inverting)该信号(块414)，来用于计算初始FFE系数。随后，该信号与输入的虚拟FFE系数(其被设定为全“1”)420结合，以输出在频域中的初始FFE系数422。

在第二示例42中，MF-CIR402＇不是基带，并因此在实部被提取之前(在块406中)被移位到基带(在块404中)，并随后，在划分和倒置后(在块410-414中)，该信号被移回至它的偏移基带位置(在块416中)。应当意识到，在其它实现方式中该信号可以被移位到不同于基带的其它位置。

可参照图5来描述在块410中的MF-CIR的实部的划分。图5示出了MF-CIR划分的两个示意图501、502，每一个显示不同的示例性实现方式。在两个示例中，MF-CIR504(在时域中示出)是相同的，并包括在主路径510的任一侧的多个前回声506和后回声508。在第一示例501中，对主路径510进行清楚地划分，并形成用于FFE512(或“第一(FFE)部分”)的CIR的前回声506和将被丢弃的第二部分514的后回声508。然而，在第二示例502中，该划分并没有发生在一个清楚的时间点(如在第一示例501中所做的那样)，而是一些短的后回声的部分(即最靠近主路径510的那些后回声)被包括在用于FFE516的CIR中，而不是包括在第二部分，即丢弃的部分524中。阴影部分518、520示出了被分配到用于FFE的CIR(阴影518)和第二部分，即丢弃的部分(阴影520)的MF-CIR504的部分，并且在该示例中被分配到用于FFE516的CIR的短的后回声的部分被522圈出。这些短的后回声的划分在用于FFE516的CIR和第二部分524的下方的示意图中可以被清楚地看出。比较两个示例501、502，在第二示例502中的第二部分524对于特定的短的后回声具有减少的幅度，并且在第二示例502中的用于FFE516的CIR包括一些相比MF-CIR504而言具有减小的幅度的短的后回声。

在图5所示的示例中，在用于FFE516的CIR和丢弃部分524之间以近似于主路径510的幅度的50％的幅度来划分短的后回声。应当意识到，在其它示例中，该划分可发生在不同的幅度，和/或不同数量的后回声将在两个CIR部分之间被划分。在一些示例中，可在用于FFE的CIR和第二部分，即丢弃的部分之间划分所有的后回声。

如图5中的第二示例502所示，通过在用于FFE的CIR和第二部分，即丢弃的部分之间划分较强的、短的后回声，提高了通过组合FFE和DFE而获得的均衡。在某些实例中，DFE中的判定设备没有做出正确的判决，其导致错误判决的反馈和由此在DFE内的错误传播。相反地，FFE不具有类似的错误传播机制，并因此通过处理在FFE中的较强的短的后回声(或这些较强后回声的部分)，整体的均衡误差被减少，同时噪声仍然可保持在可接受的水平。

图6示出了图1所示的方法的第二阶段11的第一部分的另一示例性实现方式(块108-110)。该实现方式结合了图2中所示的两个功能块212和214，并且类似于参照图4的上述描述；然而，图6中所示的方法使用迭代方法来计算初始FFE系数。该迭代方法(将在以下对其进行详细描述)使用从图4所示的方法输出的FFE系数，并计算在FFE之后的CIR(即，在消除后使用计算出的FFE系数的剩余的CIR)。接着，该处理被重复执行，在每次迭代中细化该初始FFE系数，直到在FFE之后没有显著的前回声剩余。

图6所示的方法(如图4的示例中)具有两个输入：信道匹配滤波后的CIR估计值402(如在图2中从乘法器210输出)，其中根据在应用或者不应用第一窗口(在块103中)的情况下的初始CIR估计值208和作为虚拟FFE系数的一串“1”420，来产生MF-CIR402。这些输入被馈送到第一FFE/DFE计算子块602中，第一FFE/DFE计算子块602输出在频域604中的FFE系数和在FFE606之后的CIR。在FFE606之后的CIR包括CIR的未取消部分(即，如上述的第二部分，如同其未受到子块的操作影响一样)和用于FFE的取消的CIR的组合。子块的操作会导致产生一些细微的、新的前回声，并且其是在随后的子块中将被消除的这些新的前回声。

来自第一FFE/DFE计算子块602的输出作为输入被馈送到下一个FFE/DFE计算子块608，并且该方法可以通过任意数目N的子块来迭代。如上所述，该方法使用子块进行迭代，直到在FFE之后没有显著的前回声剩余，即，使得在FFE之后从子块输出的CIR不包含显著的前回声。可替换地，该方法可以早一点停止(例如，在预定的迭代次数之后)。

图7示出了两个示例性FFE/DFE计算子块700、701的示意图。如同图6中的每个子块那样以相同的方式操作，应当意识到，系统可包括这样的逻辑单元，其利用被传送多次的信号通过该逻辑单元来执行单个子块，或者系统可包括这样的逻辑单元，其利用通过每个子块一次或多次的信号来执行子块的多个实例。

可以看出FFE/DFE计算子块700、701以与参照图4的上述相同的方式操作，并且正如在图4所示，在第一示例700中，输入CIR704处于基带，而在第二示例中，输入CIR704＇从基带偏移。所示出的子块700、701具有两个输入——在频域702中的FFE系数和在FFE704、704＇之后的CIR，以及两个输出——在频域708中的FFE系数和在FFE710、710＇之后的CIR(其中再次地在第一示例中其处于基带，而在第二示例中其从基带偏移)。这些输出随后形成用于下一个FFE/DFE计算子块的输入(在频域702中的FFE系数和在FFE704、704＇之后的CIR)。

在第一次迭代中(即对于第一子块602)，第一输入(在频域702中的FFE系数)对应于一串“1”420(虚拟FFE系数)，以及第二输入(在FFE704、704＇之后的CIR)对应于MF-CIR402、402＇，并因此，这些输入与图4的示例中上述的相同。正如图4中，通过将用于FFE(在频域中)712的CIR的倒置版本与一串“1”420(在乘法器418中)结合，来形成由子块输出的在频域708中的FFE系数。通过将用于FFE712的CIR的倒置版本与MF-CIR402、402＇(在乘法器714中)相结合，来产生其它输出、在FFE710、710＇之后的CIR。

在随后的迭代中，在频域702中的输入FFE系数是来自前一迭代(例如，从前一子块)的在频域708中的输出FFE系数，并且在FFE704、704＇之后的输入CIR是来自前一迭代的在FFE710、710＇之后的输出CIR。

在最后(或最终)的迭代中(即，对于第N个子块612)，不输出在FFE710、710＇之后的CIR(如图6中的用X614表示)。随后，可将FFE系数618、708传送到FFE202(如图2所示)，作为初始FFE系数。

图8示出了图6示出和上述的示例性实施方式的变形。在该示例中，匹配滤波器802(如在块104和206中产生的和上述的)被应用于来自最终子块612的在频域618中的输出FFE系数(使用乘法器804)。通过以这种方式应用匹配滤波器802，消除了对在图2中的FFE202内示出的多个乘法器中的一个的需要。取而代之的是，图2的框图可被重新绘制成如图9所示。在图9中，所示的乘法器804与CIR划分块212分离；然而，应当意识到，乘法器804可选地被实现在CIR划分块212中。

图8示出了附加的、可选的实施细节，其中匹配滤波后的FFE系数806(来自乘法器804的输出)与群时延808结合(使用乘法器810)。这在时间上移位FFE系数，从而使他们具有因果关系(因此不是使用未来数据产生的)。此外，FFE抽头长度被限制(块812)。为了限制FFE抽头长度，FFE系数814(来自乘法器810的输出)将被转换到时域中(在块812中)，并随后一些系数的值可被设定为零，以限制抽头的数量。

已计算出的初始FFE系数422、618、708、816，这些值将被用于计算初始DFE系数(在块112中)，以完成图1所示方法的第二阶段。使用以下等式来在频域中产生初始DFE系数(在块112中)：

fDFE＝fCIR*fFFE

其中：

fDFE是在频域中的初始DFE系数；

fCIR是CIR估计值208；以及

fFFE是在频域中的初始FFE系数422、618、708、816(正如在块110中产生的)。

随后，对fDFE执行逆FFT，以将其转换到时域，并随后提取出后回声。由于DFE系数是在时域中，可通过去除在负的和零的时间发生的分量而仅留下正的时间分量，来实现提取后回声分量。

在图2、4和6-9中所示的功能元件和在图1中所示的方法块可使用硬件逻辑单元来实现，并且在一个示例中可在数字信号处理器中实现。如图10所示，FFE/DFE均衡硬件逻辑单元1000可包括CIR估计值产生器1002和匹配滤波器产生器1004。如上所述，在使用迭代的情况下，硬件逻辑单元1000可包括用于单个子块1006的逻辑单元或用于多个子块1006的逻辑单元，并且信号可通过任意子块一次或多次。硬件逻辑单元1000还包括DFE系数计算器1008和其它基本逻辑元件，例如乘法器1010。每个子块1006可包括IFFT模块1012、FFT模块1014、FFE/DFE划分器1016、倒置器1018、实部提取模块1020和一个或多个频率移位器1022、以及其它基本逻辑元件，例如乘法器1010。

特别提到的“逻辑单元”指的是执行一个或多个功能的结构。逻辑单元的示例包括被布置来执行这些功能的电路。例如，这样的电路可包括晶体管和/或其它在制造过程中可得的硬件元件。这样的晶体管和/或其它元件可被用于形成电路或结构，以示例的方式，该电路或结构实现和/或包含存储器(例如寄存器、触发器、或锁相器)、逻辑运算器(例如布尔运算器)、数学运算符(例如加法器、乘法器或移相器)、以及互联器。这样的元件可提供为订制电路或标准元件库、宏或其它抽象等级。这样的元件可以按特定的布置互联。逻辑单元可包括具有固定功能的电路和能被编程以执行一个或多个功能的电路；这样的编程可从固件或软件更新或控制机制提供。指定执行一个功能的逻辑单元也可包括执行构成功能或子程序的逻辑单元。在示例中，硬件逻辑单元具有执行固定功能的一个或多个操作、状态机或处理的电路。

本文所描述的方法可用于数字地面电视信号的均衡中，例如在数字电视接收器中。然而，该方法也能被应用于其它使用组合的FFE和DFE(例如在图2和9中所示的)的应用，并且该方法不限于与数字电视信号一起使用。

如本领域技术人员将明白的，本文所给定的任意范围或装置的值可以被扩展或改变而不会损失所寻求的效果。

将理解的是，上述有益效果和优点可涉及一个实施例或多个示例。这些实施例不限于解决了所阐述的问题的任一个或全部的那些，或者具有所阐述的任意或全部有益效果或优点的那些。

任何提到“一个”的项目指的是一个或多个那样的项目。本文所使用的术语“包括”意指包括方法块或所指定的元件，但是这样的块或元件不包括排它列表，并且装置可包括附加的块或元件，以及方法可包含附加的操作或元素。

本文所描述的方法的步骤可以以任意合适的顺序来执行，或者在适当时同时执行。图中的方框之间的箭头表示方法步骤的一个示例性顺序，而不旨在排除其它顺序或多个步骤并行执行。此外，在不脱离本文所描述的主题的精神和范围的情况下，可从所述方法的任意一个中删除单个块。上述示例的任一个的方面可以在不损失所寻求的效果的情况下与所描述的其它示例的任一个的方面相组合，从而形成另一示例。在附图中的元件被示出通过箭头连接的地方，应当意识到这些箭头仅仅显示元件之间的通信(包括数据和控制消息)的一个示例性流程。元件之间的流程可以是单向的也可以是双向的。

应当理解的是，仅仅以示例的方式给出优选实施例的以上描述，并且本领域技术人员可进行多种修正。虽然上面描述的多种实施例具有一定程度的特定性，或参照一个或多个单个实施例，但是本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够对所公开的实施例进行多种改变。

Claims

1.一种产生在无线接收器的均衡器中使用的初始系数的方法，包括：

使用对信道脉冲响应的估计值来产生信道匹配滤波器(104)；

使用所述信道匹配滤波器对所述信道脉冲响应的所述估计值进行滤波(106)；

将滤波后的信道脉冲响应的估计值分成第一部分和第二部分，所述第一部分包括所有的前回声(108)；

使用在频域中的所述第一部分的倒置版本来计算初始FFE系数(110)。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述初始FFE系数和所述信道脉冲响应的估计值来计算初始DFE系数(112)。

3.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，还包括：

在产生所述信道匹配滤波器之前将窗口应用到所述信道脉冲响应的估计值(103)，

并且其中，加窗后的信道脉冲响应的估计值被用于产生所述信道匹配滤波器。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述窗口(31-33)包括前沿部分(34-36)和中央部分，其中，所述前沿部分的幅值低于所述中央部分的幅值。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述窗口还包括结尾部分(37-38)，并且其中，所述结尾部分的幅值低于所述中央部分的幅值。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，将滤波后的信道脉冲响应的估计值分成第一部分和第二部分包括：

提取在频域中的滤波后的信道脉冲响应的估计值的实部(406)；

将所述滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述实部转换到时域中(408)；以及

将在所述时域中的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述实部分成第一部分和第二部分，所述第一部分包括所有前回声(410)。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第一部分包括所有前回声、以及至少一个短的后回声的部分。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，使用在所述频域中的所述第一部分的倒置版本来计算初始FFE系数包括：

将滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第一部分转换到所述频域(412)；

将在所述频域中的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第一部分倒置(414)；以及

将在所述频域中的滤波后的信道脉冲响应的估计值的被倒置的第一部分与虚拟FFE系数结合(418)。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括：将在所述频域中的滤波后的信道脉冲响应的估计值的被倒置的第一部分与滤波后的信道脉冲响应的估计值结合，以产生更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值(710)；并且，通过以下方式细化所述初始FFE系数：

提取在所述频域中的所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的实部(406)；

将所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述实部转换到时域中(408)；

将在所述时域中的所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述实部分成第一部分和第二部分，所述第一部分包括所有前回声(410)；

将所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第一部分转换到所述频域(412)；

倒置在所述频域中的所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第一部分(414)；并且

将在所述频域中的所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的被倒置的第一部分与所述初始FFE系数(418)结合，以产生细化的初始FFE系数。

10.根据权利要求9所述的方法，还包括重复：

将在所述频域中的所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值的倒置的第一部分与所述更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值结合，以产生新的更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值；以及

使用所述新的更新的滤波后的信道脉冲响应的估计值和来自前一迭代的细化的初始FFE系数来细化所述初始FFE系数。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括：

基于细化的初始FFE系数和所述信道脉冲响应的估计值来计算初始DFE系数。

12.根据权利要求1所述的方法，还包括：

使用所述信道匹配滤波器对所述初始FFE系数进行滤波(804)。

13.一种在无线接收器中使用的均衡器，所述均衡器包括被设置为产生所述均衡器的初始系数的硬件逻辑单元(1000)，并且所述硬件逻辑单元包括：

匹配滤波器产生器(1004)，被设置为使用信道脉冲响应的估计值来产生信道匹配滤波器；

硬件逻辑单元(1010)，被设置为使用所述信道匹配滤波器对所述信道脉冲响应的估计值进行滤波；以及

硬件逻辑单元(1006)，被设置为将滤波后的信道脉冲响应的估计值分成第一部分和第二部分，所述第一部分包括所有的前回声，并且使用在频域中的所述第一部分的倒置版本来计算初始FFE系数。

14.根据权利要求13所述的均衡器，还包括：

DFE系数计算器(1008)，被设置为基于所述初始FFE系数和所述滤波后的信道脉冲响应的估计值的所述第二部分来计算初始DFE系数。

15.一种计算机可读存储介质，在所述计算机可读存储介质上具有编码的计算机可读程序代码，所述程序代码在由处理器运行时，使所述处理器执行根据权利要求1-12中的任一项所述的方法。