CN104054314A - 用于半双工ip链路的离散多调式系统 - Google Patents

Abstract

一种用于一半双工双向链路的DMT系统是在一同轴电缆上运载网际网路协议编码的视频流，该同轴电缆亦运载相同的视频流之一基频复制。在一下行链路信号中的次载波的一次频带上调变的多个下行链路符号被解码。该些符号可以载有在一次频带上利用一指派给该次频带的QAM符号的星座图加以编码的数据。其它的次频带可以和不同的QAM星座图相关。QAM符号的较低阶的星座图可被指派给包含较高频率的次载波的次频带，而QAM符号的较高阶的星座图可被指派给包含较低频率的次载波的次频带。一区块错误更正解码器可以根据QAM符号的第一星座图的识别以及识别在该多个下行链路符号之间的边界的信息来加以同步化。

Description

用于半双工IP链路的离散多调式系统

技术领域

本发明主张2012年1月20日所申请美国临时申请案第61/589,101号，名为「用于半双工IP链路的离散多调式系统及方法」以及2012年12月5日所申请美国申请案第13/706,290号，名为「用于半双工IP链路的离散多调式系统」的权利，在此借由参照方式将其全部明确纳入。

背景技术

同轴电缆安全链路技术(SLOC)是一种半双工点对点的双向数位视频网际网路协议(IP)链路，其在同轴电缆上具有同步的类比复合视频、遮没以及同步(CVBS)传输，其可被利用于安全性的应用。在一种单一载波的系统中，发送的数位正交振幅调变(QAM)符号通常是相同的星座图组中的组成份子。对于高位元率而言，高阶的星座图是所需的。为了可靠的接收，高阶的星座图于是需要相当高的接收器的信噪比。实质的高频衰减使得此为难以达成的。一降低的星座图的阶层产生对于一更宽的信号频宽的需求，并且因此在信号频带的高端有更多的衰减。

发明内容

在揭露内容的一特点中，用于SLOC通讯的系统、装置及方法被提出。装置可被配置及/或适配于以一第一整数(V)个码区块来编码数据，并且以一第二整数(U)个离散多调式调变(DMT)符号来发送该V个码区块，每个DMT符号包括多个QAM符号，该多个QAM符号是调变在一下行链路信号中的一次频带的次载波。每个QAM符号可以是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一。一共同的边界通常是设置在每个DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处。

在揭露内容的一特点中，发送该V个码区块包含从可被指派给该次频带的多个QAM星座图选择该QAM符号的星座图。选择该QAM符号的星座图包含根据和该一或多个次频带相关的信噪比来指派多个QAM星座图中的至少一QAM星座图给一或多个次频带。

在揭露内容的一特点中，编码数据可包含利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的交错器来交错该数据的位元组。

在揭露内容的一特点中，发送该V个码区块包含在一同轴电缆上发送该下行链路信号。内含在该下行链路信号中之一最低频率的次载波可具有一频率高于被指派用于透过该同轴电缆来发送一基频视频信号的一最高频率。发送该V个码区块可包含在该下行链路信号中的一对应数目个次载波上发送两个或多个前导符号(pilot)。发送该两个或多个前导符号可包含在该下行链路信号所用的多个次载波传播该两个或多个前导符号。发送该V个码区块可包含在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中发送两个DMT符号、以及在一上行链路的时间间隔中从一上行链路信号接收一DMT符号，该上行链路的时间间隔出现在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。

一种用于接收及解码用在该揭露的SLOC系统的信号的装置可被配置以接收包括多个QAM符号的DMT符号、利用一区块错误解码器来解码由该些QAM符号所载有的数据、以及在该共同的边界同步化该区块错误更正解码器。该区块错误更正解码器可以解码以一第二整数(U)个DMT符号编码的一第一整数(V)个码区块。该U个DMT符号以及该V个码区块可以开始在一共同的边界处。

在揭露内容的一特点中，每个QAM符号可以调变在一接收到的信号中的一次频带的一次载波。每个QAM符号可以是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一。

在揭露内容的一特点中，V可以是U的一整数倍数，并且一码区块可以开始在每个DMT符号的一开始处。V可以是U的一整数倍数，并且一码区块可以开始在一对或是其它预设数目个DMT符号的一开始处。该码区块可以开始在一组或是群组的该些DMT符号的该开始处，并且该群组或组的大小可借由该系统来加以预设且/或是可根据应用、频道状况以及针对处理效率来配置的。该些码区块可包括里德所罗门封包。U可以是V的一整数倍数，并且每个码区块是开始在一DMT符号的一开始处。

在揭露内容的一特点中，该QAM符号的星座图是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一。该区块错误更正解码器可包括一被配置以同步化在该共同的边界处的里德所罗门解码器，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。

在揭露内容的一特点中，该装置被配置以利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的反交错器来反交错由该些QAM符号所载有的该数据的位元组。该W个DMT符号可以对应于一和该接收到的信号相关的交错帧的一第四数目个位元组。该QAM符号的星座图可以是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一，并且该反交错器可被配置为同步的，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。

在揭露内容的一特点中，该接收到的信号包括多个次频带。每个次频带可包含该接收到的信号的两个或多个相邻的次载波。不同的QAM星座图可被指派给该多个次频带中的至少两个。QAM符号的较低阶的星座图可被指派给包含较高频率的次载波的次频带，并且QAM符号的较高阶的星座图可被指派给包含较低频率的次载波的次频带。一共同的QAM星座图可被指派给该多个次频带的每一个。QAM符号的一共同的星座图可被指派给一群组的相邻的次频带，并且QAM符号的不同的星座图可被指派给不同群组的相邻的次频带。根据和该两个或多个群组的相邻的次频带相关的信噪比，两个或多个群组的相邻的次频带可包括不同数目个次频带。

在揭露内容的一特点中，该接收到的信号可以是接收自一同轴电缆，并且内含在该接收到的信号中之一最低频率的次载波可具有一频率高于被指派用于透过该同轴电缆来发送一基频视频信号的一最高频率。该些DMT符号可以透过该同轴电缆以在一发送的信号的多个次频带中来加以发送。该装置可被配置以根据两个或多个在该接收到的信号中的一对应数目个次载波上所载有的前导符号来估计在该同轴电缆中的频道品质。例如，频道品质可包含和该接收到的信号相关的信噪比。该些前导符号可以在该接收到的信号的该些次载波的全部或一些之间循环或传播。

在揭露内容的一特点中，该发送的信号以及该接收到的信号是以相邻的时间间隔来加以发送。在一例子中，两个下行链路DMT符号是在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中来加以接收，并且一上行链路DMT符号可以在一上行链路的时间间隔中来加以发送，该上行链路的时间间隔被界定在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。一同步DMT符号可以在每个帧中或是在一预先定义的帧组中来加以接收。系统组态设定信息可以在多个帧的每一个中来加以接收，每个帧包含多个封包，每个封包包含两个下行链路DMT符号以及一个上行链路DMT符号。

附图说明

图1是描绘2000英尺的RG-59电缆线的频率响应。亦见于章节V。

图2是描绘超过2000英尺的RG-59电缆线在一信号频带上的频率倾斜。

图3是描绘根据本发明的某些特点的星座图到次频带的指派的一例子的频率分布图表。

图4是描绘根据本发明的某些特点的一范例系统的概要示意图以及频谱占用图表。

图5是描绘根据本发明的某些特点的摄影机侧的数据机。

图6是描绘根据本发明的某些特点的底侧的数据机之一DVR例子。

图7是描绘根据本发明的某些特点之一DMT发送器。

图8是描绘一交错器以及一反交错器的图。

图9是根据本发明的某些特点之一随机产生器。

图10是描绘根据本发明的某些特点之一截短栅格码调变器。

图11是描绘QAM星座图。

图12是描绘根据本发明的某些特点的半双工操作及DMT频谱的概要图。

图13是描绘根据本发明的某些特点的用于下游信号的旁波瓣能量减少的图表。

图14是描绘根据本发明的某些特点的离散时间加窗的半频带的滤波器分接点。

图15是描绘根据本发明的某些特点之一半频带的滤波器响应。

图16是描绘相关于取样率转换的DMT大小频谱。

图17是描绘在一DMT符号内的一或多个箝位的机率。

图18是描绘根据本发明的某些特点的DMT信号的频谱密度、硬性箝位杂讯、箝位杂讯以及显著的频带外的杂讯缩减的图。

图19是根据本发明的某些特点的一频域滤波操作的示意图。

图20是描绘根据本发明的某些特点的半双工交替的下游及上游DMT符号的概要图。

图21是根据本发明的某些特点的一种用于判断可信度的方法的流程图。

图22是根据本发明的某些特点的一种用于同步化发送器及接收器的计数器的方法的流程图。

图23是描绘根据本发明的某些特点之一脉波持续期间的容限目标。

图24是描绘针对于3000英尺的RG-59的频率响应的图表。

图25是描绘根据本发明的某些特点的星座图到次频带的指派的一例子的频率分布图表。

图26是描绘根据本发明的某些特点的一DMT接收器的概要图。

图27是描绘根据本发明的某些特点的取样时脉同步以及侧边的接收器的速率转换。

图28是根据本发明的某些特点的里德所罗门解码器的高阶流程图。

图29是描绘根据本发明的某些特点的类比的前端。

图30是展示用在本发明的某些实施例的一滤波器之一频率响应。

图31是描绘在本发明的某些实施例中所采用的处理系统的简化的方块概要图。

图32是包含根据本发明的特点的用于通讯的方法的流程图。

具体实施方式

本发明的实施例现在将会参考图式来加以详细地描述，该些实施例被提供作为说明的例子以便于使得熟习此项技术者能够实施本发明。值得注意的是，以下的图式及例子并非意味要限制本发明的范畴至单一实施例，而是其它借由交换所述或所绘的元件的一些或全部的实施例也是可行的。只要方便的话，相同的元件符号将会被使用在整个图式以指示相同或类似的部件。在这些实施例的某些元件可以部分或完全利用已知的构件来实施的情形中，此种已知的构件中只有对于本发明的理解为必要的那些部分才会加以描述，并且此种已知的构件的其它部分的详细说明将会被省略而不模糊本发明。在本说明书中，除非另有明确的叙述，展示单一构件的一实施例不应该被视为限制性的；而是在此的说明欲涵盖其它包含多个相同构件的实施例，并且反之亦然。再者，申请人并不欲使说明书或权利要求中的任何术语被认定为一种不寻常或是特殊的意义，除非被明确地如此阐述。再者，本发明的实施例涵盖在此借由举例说明的构件的现有及未来所知的等同物。

如在此所述的，第一代SLOC可以被描述特征为一种全双工、单一载波、点对点、双向的数位视频IP链路，其具有在同轴电缆上同时及/或同步的发送类比复合的视频在下游方向上、遮没以及同步(CVBS)，以用于安全性的应用。在一例子中，一第一代SLOC系统可以在1000-1500英尺的低成本的RG-59电缆线上提供从摄影机到监视及/或数位录影机(DVR)每秒36个百万位元(Mbps)的下游位元率。先进的网际网路协议(IP)摄影机可以在可延伸超出36Mbps的显著较高的位元率下输出数据。

本发明的某些实施例在一半双工、双向的IP数据链路中利用一DMT系统以提供下一代SLOC。在下游方向上(摄影机到DVR)，网际网路协议的数据(通常是压缩的数位视频)可以结合CVBS来加以发送。网际网路协议的应答封包可被传送在上游(DVR到摄影机的)方向上。该下一代SLOC系统可以在至少2000英尺的低成本的RG-59电缆线上支援100Mbps往下游以及6.25Mbps往上游，其中位元率自动地随着电缆线变得较长而适应性地降低。在3000英尺的情形中，52.3Mbps往下游以及3.26Mbps往上游的位元率可被达成。一上游链路可以从监视及/或DVR提供至摄影机。在下游方向上的同步的CVBS发送可以借由使得在例如是DC至11MHz的范围中的数位频谱归零来加以提供。

一简单且有效的位元载入(BL)的方法可被使用来利用电缆线的频道容量。该BL方法容许该系统能够克服在长区段的电缆线中的大的频率倾斜(参见图1)，此是产生高的位元率及/或长的电缆线可及范围。一种在此揭露的紧密结合该BL方法、里德所罗门封包化(或类似者)以及位元组交错的数据分框(framing)方法可以用一种提供接收器中的反交错及解码构件简单的同步的方式而被利用，以将输入数据对映至调变。该些解码构件可包括一区块错误更正解码器，例如在此所述的里德所罗门解码器。同步化可以用一种一致的方式运作，而不论位元载入的指派为何。在发送器的上取样的信号的受控制的限幅可以降低峰值平均功率比并且可以改善发送的SNR，同时限制频带内的杂讯的产生。该上取样的信号的升余弦加窗(windowing)是利用此项技术中已知的技术及方法，以控制频带外的杂讯而避免数位干扰进入到该CVBS信号。小数量移动的前导符号的使用容许有效的频道估计，致能追踪用于该DMT信号的数位适应性等化。该DMT频道估计器可被利用以估计在该CVBS频带中的频率倾斜。此信息可被利用以致能该CVBS信号的有效的类比或数位等化。一低杂讯的AFE被描述，其是使得某些系统能够符合效能目标。

图1是展示2000英尺的RG-59电缆线之一典型的频率响应的图100。在一单一载波的系统中，所有发送的数位QAM符号通常是相同的星座图组中的组成份子。对于高位元率而言，可能需要高阶的星座图以在每个符号编码更多的信息位元。为了可靠的接收，高阶的星座图于是需要相对高的接收器SNR。该实质的高频衰减使得此难以在现有的系统中达成。然而，若该星座图阶层被降低，一更宽的信号频宽可能是所需的，其中较大的衰减发生在放大后的信号频带的高端处。

某些实施例利用DMT(基频多载波)调变，其中一信号包括一组次载波。该些次载波的多个次频带的每一个可借由来自一针对该次频带所选及/或匹配到该次频带的星座图的QAM符号来加以调变。较低频率的次载波通常比较高频率的次载波遭受到较少的衰减，并且较低频率的次载波通常是在一比该些较高频率的次载波高的类比前端(AFE)之后的信噪比(SNR)之下加以接收。于是，较低频率的次载波可以可靠地支援较高阶的星座图。为了提供较高频率的次载波的可靠的接收，该些较高频率的次载波借由来自较低阶的星座图的符号来加以调变。利用此配置下，该些较低频率的次载波可以支援比该些较高频率的次载波高的每个次载波的位元率。整体来说，此设计容许该系统能够达成一种位元率/可靠度的取舍，其比利用单一载波的系统所能实际达成的更密切地接近该频道容量。

图2是展示2000英尺的RG-59电缆线对于对应于一SLOC数位信号的频宽202的一子集合之一典型的频率响应的图200。在一SLOC数位信号中的频带202可以从大约11MHz延伸到大约42MHz，并且如该图200中所示，一2000英尺长度的RG-59电缆线可以在横跨此频带202造成大约20dB的倾斜。仅管某些实施例可以依照个别的次载波来提供不同的星座图指派，但在同轴电缆上的SLOC的良好效能可在星座图的指派上利用较少粒度(granularity)来加以达成。被展示为在0Hz到11MHz之间的基频204可被保留以用于运载一同步的类比视频信号。该基频信号可以在接收器加以等化，以校正相移及衰减。

图3是描绘用于次频带配置的一特定例子的星座图指派的一例子的图表300。在该例子中，在一信号中可利用的频宽被分成44个次频带，即例如由次频带302所描绘的。在该例子中，该可利用的频宽排除CVBS频宽304。该些次频带可具有相等的频宽并且可包括一整数个相邻的次载波。次频带可被分成群组306a-306g，并且QAM星座图可被指派给该些群组306a-306g。该些群组306a-306g可包括不同数目个次频带。在图3中描绘的例子中，群组306a中的每个次频带被指定一512QAM星座图，群组306b中的每个次频带被指定一256QAM星座图，群组306c中的每个次频带被指定一128QAM星座图，群组306d中的每个次频带被指定一64QAM星座图，群组306e中的每个次频带被指定一32QAM星座图，群组306f中的每个次频带被指定一16QAM星座图，并且群组306b中的每个次频带被指定一8相移键控(PSK)星座图。

某些利用根据图3所指派的QAM星座图的实施例可以另外使用截短栅格(punctured trellis)编码的调变以发送里德所罗门编码的数据，其可以在该接收器的格子解码器产生范围从512QAM的37.8dB到8PSK的8.8dB的准无误码(QEF)的SNR临界值输入。在该图表300中，每个群组306a-306g的y轴值(高度)指出其个别的QEF临界值。SNR临界值的此变化范围紧密地近似该电缆线倾斜，并且每个群组306a-306g在该接收器之处可具有大致相同的SNR边限。给定在一系统中所利用的编码及调变下，QAM星座图可以利用任何适当或适应性的方法来加以自动地指派给群组306a-306g，并且某些众所周知的技术就接近频道容量而言可以产生接近最佳的结果。

图4是描绘根据本发明的某些特点的一种SLOC系统的图400。一配备SLOC的摄影机402可以借由同轴电缆404而连接至一配备SLOC的数位录影机DVR408或是其它的接收设备，例如视频伺服器及视频路由器、等等。配备SLOC的摄影机402包括一数据机414，该数据机414发送一或多个代表一借由多媒体处理器412产生、或者是处理及/或中继的视频流的信号。该一或多个信号可包含一被发送为一基频信号的类比CVBS信号416、以及一同时发送的占用从11.2MHz到42.3MHz的频带的数位DMT信号418，该数位DMT信号418运载由一如同在图形上被描绘在440的与媒体无关的介面(MII)所供应的数据。该DMT信号可搭载该MII网际网路协议信号418，该MII网际网路协议信号418通常是以高达100Mbps的标称速率以在下游方向上运载压缩的高解析度数位视频至该DVR。该CVBS信号416可以载有该DMT信号中所载有的压缩的高解析度数位视频之一标准解析度的版本。

该DVR408亦可包括一数据机424，该数据机424接收且分开一接收自该同轴电缆404的信号成为一接收到的CVBS信号426以及一接收到的MII的下游DMT信号部分428。该接收到的下游DMT信号被解码且经由一MII介面而被传送至一主机处理器430，该主机处理器430解码在该MII信号428中的压缩的数位高解析度视频、或是使得其被解码。数据机424亦可以发送一运载来自该MII信号428的返回数据的上游DMT信号。该上游DMT信号可以用半双工方式以高达6.25MHz的位元率来加以发送。该上游DMT信号可以编码一音讯馈送、摄影机控制信息及/或其它信息，例如用来维持在该上游摄影机402以及下游DVR408或其它装置之间的网际网路协议连线所需的讯息。在一例子中，该上游DMT信号占用从11.07MHz到43.19MHz的频带，此与该下游DMT信号所用的频带几乎为相同的。

图5及6分别包含概要图500及600，其呈现摄影机侧的SLOC数据机502以及DVR侧的SLOC数据机602的高阶视图。摄影机侧的数据机502接收一IPMII信号530，该IP MII信号530被馈送至下游DMT发送器520。DMT发送器520可以提供一标称100Mbps的输出至数位至类比转换器(DAC)514，该DAC514转换该信号成为一类比信号并且在加法器528中和该摄影机的CVBS信号532组合。加法器528可将该组合的信号驱动到该电缆线514上。AFE516包含一带通滤波器("BPF")518以降低在低端被加到该CVBS的干扰，并且抑制在该高端的DMT影像。该较低位元率的上游DMT信号可以接收自该电缆线514并且被馈送至摄影机侧的DMT接收器510以用于解码。AFE504可包括一带通滤波器(BPF)506以在提供该DMT信号以供类比至数位转换器(ADC)508数位化之前，先衰减该CVBS信号，同时通过该上游DMT信号。DMT接收器510的一输出可被提供至该MII介面534。

在该DVR侧的SLOC数据机602，接收自电缆线610的组合的CVBS/DMT信号被馈送至AFE604、614及624。AFE614滤除大部分的CVBS，并且在借由ADC618数位化之后馈送该滤波后的DMT信号至该下游DMT接收器620。在该CVBS信号路径中，AFE624的LPF滤除大部分的DMT信号。在某些实施例中，一ADC、数位LPF以及DAC可被插入以用于进一步的DMT抑制。AFE604具有一类似于该摄影机侧的数据机502的BPF518的置于DAC608之后的BPF612。一类比CVBS等化器610提供补偿给归因于该电缆线的高频衰减。发出自该主机MII介面的返回封包借由该上游DMT发送器606来向上游发送，该上游DMT发送器606在结构上是类似于该下游DMT发送器520，但是可适当地或是根据所要地被配置不同的操作参数。DAC608转换该上游DMT信号成为一类比信号以用于透过包含BPF612的AFE604来加以发送。

SLOC DMT发送器

图7是描绘根据本发明的某些特点的一DMT发送器的方块概要图700。一MII发送介面(MIITx)702接收该MII数据。来自该MIITx的数据形成位元组，并且接着在一里德所罗门(RS)编码器704的输入处形成为尺寸为k位元组的封包，该RS编码器704计算并且附加r＝24个同位位元组至该封包。该所产生的封包尺寸n＝k+12P＝k+24可以用一种稍后描述的方式根据该次载波星座图的指派来变化。每封包高达t＝r/2＝12个受损的位元组可以在该接收器加以校正。该RS编码器的输出接着借由一卷积的(convolutional)位元组交错器706来加以处理。图8是描绘交错器706的一实施方式800。交错器706以及在该SLOC接收器620中之一互补的反交错器850可以用任何此项技术中已知的适当方式来加以利用，并且可被配置以对抗影响该发送的信号的脉波杂讯。此脉波杂讯可能透过一电力线来耦合到该系统中、或是来自该非常长的长度的同轴电缆，该同轴电缆可能拾取电气杂讯，即使该同轴电缆的电缆线是屏蔽的。此种脉波杂讯可能造成IP封包损失。

根据本发明的某些特点，可以容忍一具有一"封包"的持续期间的杂讯脉波，其中该封包的内容及尺寸在以下更详细地论述。结构800及850包括B个具有增加的尺寸的移位暂存器。对于交错器800而言，最上方的移位暂存器802具有长度零，并且最下方的移位暂存器804具有长度(B–1)M个位元组，其中M通常是一个小的整数，并且通常BM≥P。对于该交错器800以及反交错器850而言，可能需要一同步信号以使得输入换向器806以及输出换向器808在该位元组流中的相同点到达该顶端位置，并且同步化该交错至该反交错。此同步在此说明书的别处更详细地论述。当一位元组进入该交错器并且一不同的位元组离开该交错器时，该输入与输出换向器806、808向下移动一位置。当该些换向器806、808到达底部时，它们移动回到顶端。该RS编码器704/交错器706的组合容许在该接收器中之一对应的反交错器/RS解码器能够校正因为杂讯脉波而受损的Bt个位元组的持续期间的数据。

交错器706的输出位元组接着借由随机产生器708而随机化，以确保QAM符号的均匀分布。图9是展示根据以下的多项式之一下游随机产生器708的一例子：

x¹⁶+x¹³+x¹²+x¹¹+x⁷+x⁶+x³+x+1

在此所述的例子中，除了第14级902及第15级904被移除以外，该上游随机产生器与该下游随机产生器708相同。

该数据接着利用截短栅格码调变(PCTM)而被编码。图10是描绘一PTCM编码器712的图1000。该PTCM编码器一次编码来自该随机产生器的m-1个位元成为m个位元。该码可以是基于一1/2速率的母码。借由该1/2速率的编码器输出的位元接着可以根据一指定的模式而被删除(截短)，以产生较高速率的(m–1)/m速率码。该数量m范围可以从用于4-QAM符号的m＝2到用于512-QAM符号的m＝9。该QAM星座图数目是由2m给出的。一特定的QAM星座图至次载波中之一特定的DMT次频带的指派(m的选择)在以下更详细地论述。

该m个数据位元接着借由映射器714而对映到所选的2^mQAM星座图中的点。该256点、64点、16点以及4点的星座图是方形的。该128点以及32点的星座图是交叉的星座图。假设符号为均匀的分布，这些星座图可被缩放以使得所有的星座图都具有相同的平均功率。图11是展示三个绘制在复数平面中的可能的星座图1100、1110及1120。复数的QAM数据符号被馈送至该QAM符号多工器(mux)716。该mux716亦可以输入固定位准的BPSK时序的同步以及前导符号，其与该些QAM数据符号加以多路复用(multiplexed)，这些全部都被指派给在每个DMT数据符号之内的某些DMT次载波。

该mux716是以规则的间隔，经由来自模组718的特殊输入来周期性地插入一超框(superframe)DMT同步符号。此DMT符号可包括借由一特定的未编码的二进位相移键控(BPSK)的伪随机数字(PN)序列调变的次载波，其轻易地可借由该接收器侦测到。此是致能稍后将会论述的某些方法的接收器同步。紧接在该DMT超框同步符号之后的是两个(上游)或是一个(下游)DMT系统数据(sysdata)符号被插入，其同样是经由来自模组718的该特殊输入而被插入。这些符号是载有该星座图至次载波的指派以及其它重要的参数及信息。该DMTsysdata符号的内容及结构亦在此揭露内容中的别处进一步加以论述。

在系统起动期间，一系列的仅包括从两个其它PN序列(tr0、tr1)导出的未编码的BPSK训练的符号的DMT符号被发送，以协助接收器时序同步以及最初的频道估计。系统起动的细节在以下加以论述。

DMT调变参数

作为在该下游DMT调变中的一第一步骤的是，IFFT720的一4k点的实数输出是借由从一2k长的输入数据区块产生一复数的共轭输入序列而获得的。该上游发送器可以利用一512点的实数输出IFFT。该标称取样频率是F_s＝90MHz。一2μs(180个样本)循环的字尾(CS)是附加至该IFFT输出向量以形成一DMT符号。该CS容许该接收器能够抵抗DMT符号间的干扰，并且大幅简化数位等化。所产生的DMT参数被展示在表1中。

表1

电缆线的传递延迟是在半双工系统中产生增加的负担。对于1000公尺的电缆线而言，单向的延迟(OWD)大约是5μs。在一些增加的安全边限下，一6μs(540个样本)的最大OWD或是一12μs的来回延迟(RTD)的裕度被做成。该半双工操作被描绘在图12的时序图1200中，即如从该电缆线的摄影机侧以及DVR侧所观看到的。该线是交替在向下游传送的两个DMT符号1202、1204以及向上游传送的一个DMT符号1206之间。D11202、D21204以及D31208的每一个代表一对具有持续期间2x47.51μs＝95.02μs的下游DMT符号。U11206以及U21210的每一个是单一具有持续期间7.69μs的上游DMT符号。两个下游符号接着是一个上游符号以及该介于中间的空隔的组合在此被称为一"封包"。

在一例子中，2048个下游次载波被指派如下

·空的次载波提供一用于CVBS的空洞：

509(510个次载波，0–11.20MHz)

·有用的次载波：

510–1923(1414个次载波)

·空的次载波以避免迭频(防护频带)：

1924–2047(124个次载波)，大约6％的DMT频带

该些有用的次载波中，四个是永久利用一固定的BPSK符号来加以调变的，并且被利用以协助接收器的时序同步。这些是次载波1025、1041、1057及1073。两个利用一固定的BPSK符号调变的前导符号次载波亦被利用来协助接收器等化。此对次载波频率是根据一已知的模式而对于每个DMT符号来变化，其循环或者是传播通过所有偶数有用的次载波以及奇数的次载波1923。此是留下1408个可供利用来运载IP数据的次载波。

在一例子中，512个上游次载波被指派如下：

·空的次载波提供一用于CVBS的空洞：

62(63个次载波，0–11.07MHz)

·有用的次载波：

63–239(177个次载波)

·空的次载波以避免迭频：

240–255(16个次载波)，大约6％的DMT频带

该些有用的次载波中，一个被使用于一利用一固定的BPSK符号调变的移动的前导符号次载波，其是有助于接收器等化。此次载波频率根据一已知的模式而对于每个DMT符号来变化，其是循环或者是传播通过所有有用的次载波。剩余的176个次载波是可供利用以发送IP数据。

所产生的理想的DMT频谱1220被展示在图12中。对于下游信号而言，f₁＝11.20MHz并且f₂＝42.28MHz。对于上游信号而言，f₁＝11.07MHz并且f₂＝42.19MHz。

DMT调变说明

对于IFFT而言：令A[n]是在图8的N点的IFFT模组的输入的QAM符号的第m个N长度的向量。令该向量是借由以下得出

$A\left[m\right]=\left[A_{\frac{-N}{2}}\right[m\left]A_{\frac{-N}{2}+1}\right[m].......A_{\frac{N}{2}-1}[m\left]\right]$

接着该IFFT是有效率地计算出该向量

$x\left[m\right]=\left[x_{\frac{-N}{2}}\right[m\left]x_{\frac{-N}{2}+1}\right[m].......x_{\frac{N}{2}-1}[m\left]\right],$ 其中

$x_k\left[m\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n\left[m\right]e^{\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}},k=\frac{-N}{2},\frac{-N}{2}+1,...,\frac{N}{2}-1.$

注意到的是，A[n]是共轭对称的，亦即

$A_{-n}\left[m\right]=A_n^{*}\left[m\right],n=\mathrm{1,2},....,\frac{N}{2}-1,$ 以及

$A_{\frac{-N}{2}}=A_0=0.$

因此，向量x[m]是实数的。

该下游4096点的时域抽取(DIT)IFFT包括六个基底4的级。该上游512点的DIT IFFT由四个基底4的级、接着是一个基底2的级所构成。IFFT/FFT架构在该DMT接收器的说明中进一步加以论述。注意到的是，由于该DIT IFFT的运算，该输入QAM符号流是借由以位元反置的顺序编号的次载波加以调变的。因此，一位元载入的表被存取以指派正确的星座图至目前的次载波。该IFFT输出是正常的次载波顺序。

该系统可具有一插入一循环的字尾(CS)的模组722。为了方便起见，该IFFT输出向量可以重新编索引如下

[x₀[m]x₁[m].......x_N-1[m]]

在某些实施例中，一具有NCS＝180个样本(2μs)的CS附加至该IFFT输出向量。此是得出为

x_ext[m]＝[x₀[m]x₁[m]...x_N-1[m]x₀[m]x₁[m]...x₁₇₉[m]].

该CS可被想成在连续的DMT符号之间的一时域的防护间隔。若此防护间隔长于该电缆线的预期的频道脉波响应，则DMT符号间的干扰是可避免。此干扰可以避免，因为届时将会有该接收到的DMT符号的至少N个样本是不包含另一延迟的DMT符号的任何成分。

该循环的延伸提供另一优点，因为其容许简单的移除DMT符号内的干扰。当该循环延伸的DMT符号和该电缆线的频道脉波响应线性地卷积运算时，该接收器所看到的效果就像是未延伸的DMT符号和该电缆线的频道脉波响应循环地卷积运算。根据QAM前导符号次载波给定该响应之一良好的估计，该DMT符号内的干扰理想上可以利用频域的适应性等化来完全地加以移除，该频域的适应性等化实际是一循环的卷积运算。只要该频道脉波响应不长于该CS，此都会成立。

现在参考到加窗模组724，该DMT信号是具有由于在该DMT符号边界的时域的波形不连续所引起的在频域中的强烈减少以及缓慢减少的旁波瓣。当该信号被内插成2x F_samp时，此可能使得移除频谱影像是困难的。再者，AFE滤波以避免DMT干扰进入到CVBS可能是困难的。加窗在平滑化该DMT时域符号的转换上是非常有效的，并且因此降低频带外的能量而换得失去该CS的一小部分的效用。除了该CS之外，用于加窗的N_W个更多循环的样本亦附加至x[m]以形成：

$\begin{array}{c}y\left[m\right]=\left[x_0\right[m\left]x_1\right[m]...x_{N-1}[m\left]x_0\right[m\left]x_1\right[m]...x_{N_{\mathrm{CS}}+N_W-1}[m\left]\right]=\\ \left[y_0\right[m\left]y_1\right[m].....y_{N+N_{\mathrm{CS}}+N_W-1}[m\left]\right].\end{array}$

如同将会体认到的，该DMT符号的升余弦加窗可以实质降低该DMT信号的旁波瓣。加窗是用以下的方式被执行在y[m]上：

${\tilde{y}}_k\left[m\right]=y_k\left[m\right]w_k,k=\mathrm{0,1},...,N+N_{\mathrm{CS}}+N_W-1---(\mathrm{eqn}.1)$

其中w_k是由以下所得的升余弦函数的样本

$w_k=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{2}[1-\cos \left(\frac{\mathrm{\πk}}{\mathrm{\β}{N}_s}\right)],& k=\mathrm{0,1},...,N_W\\ 1,& k=N_W+1,....,N_s-1\\ \frac{1}{2}[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(k-N_s)}{\mathrm{\β}{N}_s}\right)],& k=N_s,...,N_s+N_W\end{array}\right.$

其中N_s＝N+N_CS并且β＝N_W/N_s。

SLOC是使用N_W＝21个样本。

在使用加窗的DMT系统中，每个DMT符号的最后的N_W个样本可以和下一个DMT符号的前N_W个样本重迭(相加)。此是缩短该CS的有效长度N_W个样本。然而，在目前揭露的SLOC系统的某些实施例中，此方法是由于该设计的半双工本质的缘故而被修改。对于该上游DMT符号而言，并不需要重迭，因为该些DMT符号总是隔离的；亦即并没有相邻的DMT符号被发送。如图12的星座图1200中所示，该些下游DMT符号是成隔离对的。因此，该对的第一符号的最后N_W个样本是重迭该对的第二符号的前N_W个样本。DMT符号的重迭对是由以下得出：

${\tilde{Z}}_k\left[m\right]=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{y}}_k^{\left(0\right)}\left[m\right],& k=\mathrm{0,1},...,N_s-1\\ {\tilde{y}}_k^{\left(0\right)}\left[m\right]+{\tilde{y}}_{N_s-k}^{\left(1\right)}\left[m\right],& k=N_s,...,N_s+N_W-1\\ {\tilde{y}}_{k-N_s}^{\left(1\right)}\left[m\right],& k=N_s+N_W,...,2N_s+N_W-1\end{array}\right.$    (方程式2)

其中该些上标(0)及(1)是分别指该对的第一及第二DMT符号。

该下游信号的旁波瓣能量减少被展示在图13的图表1300中。该加窗运算的90MHz取样的输出，即上游的或是下游的系被馈送至一个2x上取样半频带的滤波器。

某些实施例是利用一个半频带的上取样滤波器726。在加窗之后，下一个步骤可以是用两倍的因数上取样方程式1或是方程式2的信号。此可借由在每个数据样本之间插入一个零样本并且接着利用一个半频带的滤波器来滤波该序列以移除该频谱影像而加以达成。一理想的无限长的半频带滤波器是具有一砖墙频率响应。一实际的实施方式可以利用一窗口函数来截断该离散时间的分接(tap)值，该窗口函数将会造成一些通带的涟波以及在该通带至阻带的区域中的某个斜率。用在该SLOC发送器的半频带滤波器的分接值1400被展示在图14中。注意到的是，除了中心的分接之外，每隔一个分接值是零。所产生的频率响应1500被展示在图15中。

图16是描绘信号频谱1602、1604、1606及1608的图形1600。频谱1602描绘在取样率Fs＝90MHz下，在该半频带的滤波器的输入处的DMT信号频谱。具有所产生的影像的2x上取样的信号频谱被展示在该频谱1604中。此离散时间的半频带的滤波器的施加产生该频谱1606。后续的位在DAC之后的AFE滤波移除靠近180MHz的影像，即如在该频谱1608中所见到的。若该长度B的半频带滤波器函数是则该滤波器输出是

$b_n=\underset{i=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{Z}}_i{h}_{n-i}^{\left(\mathrm{HB}\right)}.$

在某些实施例中，一箝位(clipping)模组728施加一箝位演算法。对于一DMT信号而言，该峰值平均功率比(PAPR)可以是非常高的。该PAPR被定义为

$\mathrm{PAPR}\left[m\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\frac{\underset{k,m}{\max }\left\{b_n{b}_n^{*}\right\}}{E\left[b_n{b}_n^{*}\right]}.$

该PAPR是成比例于在一DMT符号中的次载波数目。一比例常数是根据调变每个次载波的星座图而有所不同。该PAPR可能是重要的，因为若吾人想要避免信号箝位，则实质的顶部空间是所需的。然而，此是产生对于一非常大的(就位元数目而论)DAC/ADC的需求以提供足够的解析度(并且因此为低的量化杂讯)。

图17是包含对于利用随机64QAM符号调变的DMT信号的情形，一DMT符号的PAPR超过该x轴值的机率的图表1700。此是相当于若该DAC顶部空间被设定至对应的x轴值，在一DMT符号内的一或多个箝位(clip)的机率。图形是针对于用在SLOC的两个IFFT长度而得出的。对于一给定的顶部空间而言，一箝位的机率是随着该IFFT长度的增加而增高。该半频带的滤波器输出的此种箝位是产生频带内以及频带外的(OOB)杂讯。再者，尽管在一给定的顶部空间设定下，更多的箝位发生于较大的IFFT，但产生的箝位杂讯是借由该接收器的FFT运算而在更多的样本上平均。此是大幅减弱箝位的影响。在12dB的顶部空间设定下，箝位杂讯1702相较于该4k DMT信号1704的频谱图被展示在图18中。

若箝位是被执行在基本的DMT取样率(用于SLOC的90MHz)，则产生的杂讯是频带内的。若该信号是在2x上取样之后被箝位，则较小的频带内的杂讯被产生，但是显著的OOB杂讯则会出现。低通滤波于是可以降低该OOB杂讯，但是亦造成在PAPR上的一些再度增长，其是部分地抵消一开始的箝位的益处。

一种有效的用于硬性箝位该上取样的多载波信号并且滤除该OOB杂讯的方法可以用一种迭代(iterative)方式执行。由于该滤波是造成一些PAPR的再度增长，因此该方法可以用一种迭代方式执行。更多的迭代可以达成更佳的PAPR控制，但同时产生更多频带内的杂讯。如同由图19中的示意图1900所描绘，该上取样的DMT信号1910可以在1902加以硬性箝位。接着一2N点的FFT是在1904加以执行。该些高阶的箱(bin)N至2N-1是在1906被设定为零以达成该OOB滤波。此之后接着是一2N点的IFFT1908。该方法是良好地执行，但是该额外的2N点的FFT/IFFT1908的运算可能引发难以接受的高硬体成本及/或处理负担。

注意到的是，在图19中的频域滤波运算1900是借由和该砖墙函数的逐点的乘积而得出

$H_k^{\left(c\right)}=\left\{\begin{array}{cc}1& k=\mathrm{0,1},...,N-1\\ 0& k=N,...,2N-1\end{array}\right.$

此运算是等同于和该sinc函数的循环的卷积

此是启发一种实质等效的方法，其是利用和之的循环的卷积而运算在时域中，此是消除对于该额外的FFT/IFFT的需求。该OOB箝位杂讯的显著的减少被展示在图18的比较图中。将会体认到的是，对于该发送的DMT信号，该箝位可被设定为提供大约12dB的顶部空间。模组730是执行内插至DAC的速率。该半频带的输出可被传送至一Farrow内插器，其增加取样速率从2Fs到2Fc＝2Fs×64/63。

数据分框

数据分框影响到SLOC发送器及SLOC接收器两者的操作。一超框以及一交错帧在此加以定义。一超框结构可以是不同于被使用于上游信号的交错帧。一下游超框包括一超框DMT同步符号、一不具有前导符号次载波的DMT系统数据(sysdata)符号、以及708个DMT数据符号，每个DMT数据符号具有一对循环的前导符号次载波。一上游超框包括一超框DMT同步符号、2个DMTsysdata符号，每个DMT sysdata符号具有一循环的前导符号次载波、以及352个DMT数据符号，每个DMT数据符号具有一循环的前导符号次载波。该超框可被视为包含355个封包。由于每封包的两个下游DMT符号接着是一个上游DMT符号的半双工交替的格式，因此该上游及下游超框可能重迭。此被描绘在图20的时序图2000中。

一DMT超框同步符号(下游及上游)可包括一具有调变该些数据次载波的BPSK符号的形式的特定的未编码的PN序列。该四个同步次载波亦存在。此序列可借由利用此项技术中已知的手段的接收器来加以健全地侦测到。在一例子中，一超框的开头被用来：

·同步化发送器的随机产生器以及接收器的去随机产生器(derandomizer)。在该超框的开头处，该些暂存器对于下游被设定至该值F180H，对于上游则被设定至3180H。

·同步化发送器的移动的前导符号模式以及在接收器的数位等化器的预期的前导符号位置。在刚好354个下游DMT数据符号之后，所有下游的前导符号次载波都被涵盖。在刚好2个上游sysdata符号以及175个上游DMT数据符号之后，所有上游的前导符号次载波都被涵盖。因此，每个超框有两个完整的循环或轮替。

·指出该些DMT sysdata符号的位置给接收器。

如同所指出的，某些实施例是利用一循环的前导符号模式。对于每个下游DMT符号而言，一不同对的BPSK调变的前导符号次载波可被指派在有用的次载波范围510-1923之内。这些次载波对可以用一种循环的方式来加以指派。在一例子中，除了次载波1923之外，只有偶数编号的次载波才会被指派。在354个DMT符号(亦即，一超框)之后，所有的前导符号次载波都可被涵盖到。例如，一种用于前导符号次载波的指派的方法可以运作如下：

f_l＝510,f_u＝1923；

在超框同步处：

初始化k＝0；

在每个DMT符号的开始处：

N＝0；

当N<2

BR_count＝k的位元反置的值；

若{(f_l≤BR_count≤f_u)&&(BR_count is even)}或是

(BR_count＝1923)

则

BR_count是此DMT符号的一前导符号次载波；

N＝N+1；

k＝k+1；

一类似的方法可被采用于该上游DMT信号，尽管一些差异可能是明显的。一差异是有关于该"当回圈"的条件，其可被改成N<1，使得每个DMT符号只有一个前导符号次载波被指派。该些界限(f_l＝63,f_u＝239)可以是不同的，并且偶数以及奇数次载波两者都可被指派作为前导符号。因此：

f_l＝63,f_u＝239；

在超框同步处：

初始化k＝0；

在每个DMT符号的开始处：

N＝0；

当N<1

BR_count＝k的位元反置的值；

若{(f_l≤BR_count≤f_u)}

则

BR_count是此DMT符号的一前导符号次载波；

N＝N+1；

k＝k+1；

上游DMT的sysdata符号的结构可以是如下：

·每个超框载有8个位元组的sysdata

·DMT的sysdata符号#1

-4个位元组–16个未编码的4-QAM符号在4个次频带中

-数据在所有44个次频带上重复11次

·DMT的sysdata符号#2

-4个位元组–16个未编码的4-QAM符号在4个次频带中

-数据在所有44个次频带上重复11次

下游DMT的sysdata符号的结构是如下：

·每个超框载有8个位元组的sysdata

·DMT的sysdata符号

-8个位元组–32个未编码的4-QAM符号在1个次频带中

-数据在所有44个次频带上重复44次

该8个位元组的数据是包含以下的元件：

·次频带数目(1–44)

·被指派给该次频带的星座图(借由分别代表空的、4-QAM、8-PSK、16-QAM、32-QAM、64-QAM、128-QAM、256-QAM以及512-QAM的数字0–7来指出)。

·和该次频带相关的发送的功率位准

·P参数-每个RS封包的位元组数目

·交错器B参数

-上游是借由数字0–31来指出5到36，

-和下游的P相同

·仅对于上游而言，交错帧的DMT符号计数(xmitter_W_count)

将会体认到的是，次频带数目、星座图指派、次频带功率位准、以及B及P参数被发送以供相对侧的发送器使用。该元件xmitter_W_count被发送以供相对侧的接收器使用。

对于该sysdata的个别四个部分的每一个，根据一目前的频道估计，上游接收器可以从具有最高的SNR的4个次频带读取该sysdata。这些次频带不需要是相邻的。对于该下游信号而言，下游接收器可以从一具有最高的SNR的次频带读取该sysdata。

对于接收到的sysdata的进一步强健度可借由利用一可信度计数器(conf_ctr)演算法来加以达成，该演算法可以为了该sysdata信息的每个元件而用硬体及软体的任意组合加以实施为一conf_ctr元件。此被描绘在图21的流程图2100中，其可以应用到所有的sysdata元件，除了该上游xmitter_W_count以外。在下游及上游接收器中，可以有46个个别的conf_ctr元件。这些是涵盖用于该44个次频带的星座图指派及功率位准以及该B及P参数。在一例子中，用于流程图参数的值是max＝16并且thresh＝6。

在上游接收器中，如同在此的别处所论述的，可以有一额外的conf_ctr元件用于xmitter_W_count。

该上游的交错帧可被定义以包含W个DMT数据符号，其中W是借由在此的别处所叙述的手段来加以决定。该交错帧的开始处通常并未对准到该超框的开始处。内含在每个DMT超框同步符号之后的上游DMT sysdata符号中的是一包含目前的发送器交错帧DMT数据符号计数值(xmitter_W_count)的元件。此是为一模数W的计数器。注意到的是，对于下游信号而言，W通常被有效地设定为1。

不同于其它的sysdata元件，xmitter_W_count不只是被接收及储存。接收器具有其本身的交错帧符号计数器rcvr_W_count，该计数器可以在接收到各个DMT数据符号时增量模数W。一例如是描绘在图22的流程图2200中的演算法是致能该发送器及接收器的计数器的同步。此是产生强健的交错帧同步，因而上游的反交错器是正确地反交错该些接收到的位元组。该W参数的重要性是在此的别处加以解说。

数据对映到DMT数据符号

每个下游DMT符号可以有刚好1408个数据次载波，并且每个上游DMT符号有1408/8＝176个数据次载波，并且次载波可利用QAM符号加以调变。由每个数据次载波所载有的净数据位元的数目是依据指派给该些用于该次载波的QAM符号的星座图而定(参见表2)。

星座图(2m)	每个QAM符号m个位元	每个QAM符号m-1(净)个位元
			8PSK	3	2
16QAM	4	3

32QAM	5	4
			64QAM	6	5
128QAM	7	6
			256QAM	8	7
512QAM	9	8

表2

由于此位元载入，每个DMT符号的发送的数据位元净数目(以及因此净位元率)可以随着所选的星座图到次频带的对映而变化。不论所选的位元载入的指派为何，在RS封包的开始点以及DMT符号边界之间具有一致的对齐可能是所期望的。此可借由每V个DMT符号具有一刚好整数的RS封包来加以达成，其中V是一个小整数。

在某些实施例中，(i)每个DMT符号的RS封包数目是U/V，其中U是一整数并且V＝1、或是U＝1并且V是一整数，而不论该位元载入的指派为何。在该交错器-反交错器中最顶端的换向器切换点以及该些DMT符号边界之间具有一致的对齐亦可能是所期望的。此可借由将该顶端切换位置对齐到每个第W个DMT符号边界来加以达成，其中W是代表DMT符号包括一交错帧之一给定的数目。在某些实施例中，(ii)在W个DMT符号中的位元组数目刚好是一整数倍数B，而不论该位元载入的指派为何。实施例(i)是提供该接收器中的RS解码器的简单同步。该DMT接收器的早期处理将会借由任何此项技术中已知的适当手段来健全地建立DMT符号边界的位置。DMT符号边界的位置与已知的V及P一起可被RS解码器利用来指出该RS封包的开始点。实施例(ii)是提供该接收器的反交错器至该发送器的交错器的简单同步。已知的DMT符号边界加上在长度W的"交错帧"内的DMT数据符号计数可被该接收器利用来同步化该反交错器的换向器的切换位置，以符合该发送器的交错器的切换位置。此计数被保持在该接收器中，并且同步到该发送器中的对应的计数。

对于项目(i)的推论可以叙述如下：(1)每V个DMT符号的位元组数目必须是一整数，并且(2)每V个DMT符号的RS封包数目必须是一整数。在该推论1中所述的要件可借由限制每个可指派的次频带的次载波数目为4的一个整数倍数来达成。此是确保每个次频带都包含整数个半位元组，而不论星座图指派为何。参见表3。在表3中，其指出一上游(US)DMT符号包括44个分别具有1x4＝4个次载波的次频带(44x4＝176个数据次载波)、以及由44个分别具有8x4＝32个次载波的次频带(44x32＝1408个数据次载波)所组成的一下游(DS)DMT符号。

表3

对于上游信号而言，可看出的是因为某些次频带可以载有一整数个加上半个的位元组，因此需要两个DMT符号以确保整数个位元组。对于下游信号而言，单一DMT符号将会总是载有整数个位元组。

为了符合推论2的要件，P可被允许随着该位元载入而变化(同位位元组的数目可被保持为固定的，只有数据位元组的数目会改变)。对于上游信号而言，V＝2，U＝1；每个DMT符号有U/V＝1/2个RS封包，2个DMT符号载有刚好1个RS封包。对于下游信号而言，V＝1，U＝4；每个DMT符号有U/V＝4个RS封包。

项目(ii)提供该交错器及反交错器的简单同步。对于下游信号而言，此是轻易地被达成如下：

·B参数(B_DS)被设定等于P

·M_DS＝1

·W_DS＝1

因此每W＝1个DMT符号的位元组数目刚好是4B_DS。

至于下游信号，在W个DMT符号中的位元组数目是一整数倍数B_US可能是所要的。为上游信号来达成此是稍微较为复杂的，并且被解说如下：

·B_US＝ceil(B_DS/6)，M_US＝6

·由于一个上游DMT符号可能包含一个半位元组，因此设定W_US＝偶数整数xB_US

对于SLOC上游而言，W_US＝2xB_US。此是定义一上游交错帧的长度。该上游交错帧的边界是在上游接收器被判断出。

在以下两个例子中，假设由个别的上游及下游接收器量测到的频道响应是实际相同的。在该情形中，该位元载入的指派在频谱上将会是相同的，并且P_US＝P_DS。然而，并不需要是该种情形。

在第一例子中，该上游及下游星座图至次载波的指派是分别在表4(用于超过2000英尺的RG-59的100.8Mbps下游操作的上游星座图的对映)以及表5(用于超过2000英尺的RG-59的100.8Mbps下游操作的下游星座图的对映)，并且描绘在图3中。

US星座图	次频带数目	次载波数目	每个DMT符号位元组	净位元率Mbps
					8PSK	7	28	7	0.43
16QAM	9	36	13.5	0.83
					32QAM	6	24	12	0.74
64QAM	6	24	15	0.92
					128QAM	6	24	18	1.10
256QAM	6	24	21	1.29
					512QAM	4	16	16	0.98
总计	44	176	102.5	6.29

表4

DS星座图

次频带数目

次载波数目

每个DMT符号位元组

净位元率Mbps

8PSK	7	28x8＝224	7x8＝56	6.88
					16QAM	9	36x8＝288	13.5x8＝108	13.28
32QAM	6	24x8＝192	12x8＝96	11.80
					64QAM	6	24x8＝192	15x8＝120	14.75
128QAM	6	24x8＝192	18x8＝144	17.70
					256QAM	6	24x8＝192	21x8＝168	20.65
512QAM	4	16x8＝128	16x8＝128	15.74
					总计	44	1408	102.5x8＝820	100.80

表5

给定图1的电缆线频率响应，此位元载入被提供以使得该100Mbps下游位元率能够被达成。其它的位元率目标结合不同的电缆线类型及/或长度可以使用不同的星座图至次载波的对映。在此例子中，每个上游DMT符号载有102.5个位元组。两个DMT符号载有P为205个位元组。对于下游信号而言，每个DMT符号载有820个位元组。P是820/4＝205个位元组(对于上游及下游都是相同的)。对于该交错器-反交错器而言，吾人将有

·P_DS＝205；P_US＝205

·B_DS＝PDS；B_US＝ceil(PUS/6)＝ceil(34.167)＝35

·W_US＝2x35＝每个交错帧70个DMT数据符号

·在70个上游DMT数据符号中的位元组数目是70x102.5＝7175

·要件是7175为35的一整数倍数：7175/35＝205

该脉波持续期间的容限目标是一如在图23中所绘的封包。个别的上游及下游脉波持续期间容限是：

·B_US x t＝35x12位元组＝2.049RS封包>1封包。

·B_DS x t＝205x12位元组＝12RS封包>1封包。

该第二例子是针对3000英尺的RG-59电缆线的情形。3000英尺的RG-59的频率响应被展示在图24中。大约30dB的倾斜是在横跨该SLOC的信号频带被观察到。该上游及下游星座图至次载波的指派是分别在表6(用于超过3000英尺的RG-59的52.29Mbps下游操作的上游星座图的对映)以及表7(用于超过3000英尺的RG-59的52.29Mbps下游操作的下游星座图的对映)中给出，并且描绘在图25中。

表6

表7

此第二例子是描绘超过3000英尺的电缆线的操作，其中对于较高频的次频带的接收器SNR将会由于较长的电缆线的增大高频衰减而变成太低而无法可靠的接收。因此，较高频的次频带并未被使用。此是降低净位元率，但是容许在较低的速率下可靠的接收数据。注意到的是，由于较高阶的数据次载波的归零，吾人可以在每个次载波更大功率下发送有效的次载波。每个上游DMT符号载有59个位元组。两个DMT符号载有P等于118个的位元组。对于下游信号而言，每个DMT符号载有472个位元组。P＝472/4＝118个位元组(对于上游及下游而言都是相同的)。对于该交错器-反交错器而言，吾人具有：

·P_DS＝118；P_US＝118

·B_DS＝P_DS；B_US＝ceil(P_US/6)＝ceil(19.67)＝20

·W_US＝2x20＝每个交错帧有40个DMT数据符号

·在40个上游DMT数据符号中的位元组数目是40x59＝2360

·要件是2360是20的一整数倍数：2360/20＝118

该脉波持续期间的容限目标是一如在图23中所绘的封包。该个别的上游及下游脉波持续期间容限是

·B_US x t＝20x12个位元组＝2.034RS封包>1封包

·B_DS x t＝205x12个位元组＝12RS封包>1封包

表8是展示P值的范围，其是产生自在一宽范围的电缆线长度上的位元载入的计算。亦被展示的是对于每个P而言，在RS封包中的B_DS、B_US、W_US以及脉波容限。

表8

起动

系统起动是以两个PN序列(tr0及tr1)的反复发送开始，该两个PN序列是具有调变该些数据次载波的BPSK符号的形式。对于下游而言，该些序列是根据一被缩短为长度-1414的长度-2047的二进位PN序列。对于上游而言，该些序列是根据一被缩短为长度-177的长度-255的序列。这些序列是协助接收器于达成取样同步以及DMT符号同步。再者，接收器可以使用该训练的数据来计算一精确的频道估计以及每个次频带估计的SNR。该频道估计于是可被用来利用此项技术中已知的方法以决定最初的频域等化器的权重系数。

频道及SNR的估计接着可以借由接收器馈送到一位元载入的(BL)演算法，该BL演算法是为了相对侧的发送器计算以下所要的：

·星座图到次频带的指派

·次频带发送的功率位准

·每个DMT数据符号的位元组数目、以及每个RS封包(P)的位元组数目

·用于上游的B_US及W_US，用于下游的B_DS＝P，W＝1

如同先前解说的，和上面最后两段点句相关的元件是第一点句的函数。此sysdata是以DMT sysdata符号周期性地传送至该另一侧，以供另一侧发送器使用。

每一个别的接收器可以同步到该些DMT超框同步符号，该些DMT超框同步符号可以使得接收器找出该些DMT sysdata符号。如先前所述，该sysdata是可靠地从这些符号读取出。当该conf_ctr元件到达临界值时，该sysdata是为了该发送器而被使用：

·星座图到次频带的指派

·次频带发送的功率位准

·P、B及W

频道状况可能随着时间而缓慢地改变。接收器是根据次频带估计来持续地更新频道状态及SNR。此可能产生改变的位元载入的参数。因此，该sysdata可能改变并且可透过该周期性的DMT sysdata符号而被传送至该个别的发送器。根据本发明的另一特点，系统起动是有关于在两侧之间的半双工TDMA同步。两侧都根据预设的协议来发送，以避免冲突。此是在每一侧借由利用该取样时脉作为一全域的时脉以驱动一指出何时发送其封包的部分给每一个别侧的计数器来加以管理。

分框控制的操作

再次参考到图7，一控制器前导符号的模式产生器(CPPG)模组718是从本地的接收器接收两组sysdata作为输入。输入sysdata X734是借由本地的接收器从相对侧来加以接收。输入sysdata X734可被发送器利用来产生其将要发送的信号所用的分框。输入sysdata Y736可借由该本地的接收器计算出并且以DMTsysdata符号发送至相对侧。

在起动期间，该CPPG718是利用被提供至该QAM符号mux716的QAM符号类型输入选择器738来选择特殊的输入。该CPPG718是产生用于该第一类型的DMT训练的符号的PN序列tr0的BPSK符号，接着是用于第二类型的DMT训练的符号的PN序列tr1的BPSK符号。此是重复一段充分的类型期间以容许在相对侧的接收器能够达成取样时脉同步、DMT符号同步以及等化。

在起动之后，该CPPG718是和用于下游发送器的每个第710个DMT符号以及用于上游发送器的每个355个DMT符号同时产生一超框DMT同步符号。在该时间点，BPSK符号是为了包括一PN序列以及用于目前的W_count(将被相对侧的接收器用于交错帧同步的W_count)的QPSK符号的超框DMT同步符号而被输出。此是在该特殊的输入处被馈送至该QAM符号mux714。此之后接着是一不具有前导符号次载波的DMT sysdata符号(下游)、或是两个分别具有单一前导符号次载波的DMT sysdata符号(上游)，亦在该特殊的输入处被馈送至该QAM符号mux。此sysdata将会被相对侧的发送器所利用。该超框同步信号740亦可被利用以初始化该随机产生器708。

该超框的DMT符号的剩余部分是DMT数据符号，其可包括借由来自该映射器714的QAM数据符号、空的QAM符号、循环的前导符号或是同步BPSK符号来加以调变的次载波。该些个别的输入是借由该CPPG718根据该特定的QAM/BPSK符号将被指派的IFFT次载波而利用信号738来加以选出。对于该QAM数据符号编码而言，该CPPG718是利用信号740来指出将被使用于下一个QAM数据符号的码速率及星座图给该PTCM编码器712以及映射器714。此是根据从sysdata X734已知的BL对映而定。

如同在此所指出的，载有前导符号的次载波可根据一或多个演算法来加以选择。对于上游信号而言，次载波63-239可包括176个载有数据的次载波以及1个具有一次载波索引的前导符号次载波，该次载波索引是随着每个DMT数据符号而改变。对于一给定的DMT数据符号而言，若该前导符号被指派给次载波x，则用于在索引x及以上的所有数据次载波的索引增加1以便于"让出空间"给前导符号次载波。对于下游信号而言，次载波519-1923包括4个在固定索引的同步次载波、1408个数据次载波以及2个其索引随着每个DMT数据符号而改变的前导符号次载波。如同上游信号，该些数据次载波必须"让出空间"给该些前导符号次载波。对于一给定的DMT数据符号而言，可以假设该些前导符号被指派索引x及y，其中x<y。对于在索引x及以上但小于索引y的所有数据次载波的索引增量1。对于在索引y及以上的所有数据次载波的索引增量2。

该CPPG718是根据sysdata X734来馈送该RS封包尺寸P给该RS编码器704。其亦传送一同步信号给该RS编码器704，该同步信号是和每个第V个DMT数据符号同时(V＝1用于下游，V＝2用于上游。对于该V＝2的情形，该计数被同步到该超框)。

该CPPG718是馈送该B参数型式的sysdata X734以及一同步符号给该交错器706，该同步符号是和每个第W个DMT数据符号同时。如先前所述，在每个超框DMT符号时间的模数W计数被载入到该超框DMT同步符号上。

现在参考到图26，在一接收器2600之处，该BL对映是根据来自该数位频域等化器模组2614的频道及SNR的估计而在模组2616中被计算出。如先前所述，该P、B及W参数可根据该BL对映而被计算出。此被称为sysdata Y并且是此接收器所看到的频道状况的一函数。该sysdata Y736的BL对映结合超框同步以及DMT符号同步可被该软性解映射器/维特比(Viterbi)解码器模组2620利用，以了解目前输入的QAM符号的星座图及码速率。该W及P参数是分别被馈送至该反交错器2624以及RS解码器2626。

该控制模组2618被馈送有超框同步以及DMT符号同步。从此信息可知在该解多工器(demux)的输入的QAM符号是DMT数据符号或是DMT sysdata符号。此信息被用来控制该demux2630，以便于导引该些QAM符号至该软性解映射器/维特比解码器2620或是该读取sysdata模组2628。

该读取sysdata模组是抽取出sysdata X并且执行图21的可信度计数器演算法。此被馈送至该本地的发送器。对于该W_count而言，图22的演算法被执行，并且此值被回授到该控制模组，该控制模组是使用其来更新一被用来产生在第W个DMT数据符号信号的同步的模数W的DMT数据符号计数器。

根据该sysdata Y输入以及该些输入的同步信号，该控制模组是在每个第W个DMT符号输出一同步信号以同步化该反交错器的操作。其亦在每个V个DMT符号输出一同步信号以同步化该RS解码器的操作。

SLOC DMT接收器

继续参考至图26的DMT接收器，一执行在标称90MHz的ADC是提供输入至一数位AGC及HPF模组2604。该AGC是提供12-13dB的顶部空间，而该HPF是抑制在该接收器AFE中的类比BPF之后剩余的CVBS信号。取样时脉频率及相位恢复以及DMT符号时序恢复是简短地在此加以叙述。

该DMT系统对于取样时脉频率以及相位误差可能是非常灵敏的。由于该DMT发送器及接收器分别具有其本身的本地振荡器，因此频率误差最初可能存在。在该摄影机侧，该DMT发送器以及DMT接收器是使用相同的取样时脉。若该DVR侧的接收器可以同步到该摄影机侧的发送器的取样时脉，并且接着使用该时脉于其发送器，则所有的四个取样时脉将会是同步的。

该取样时脉设计及/或产生器的高阶图2700被展示在图27中。该些RC区块是取样率转换器，其是利用Farrow架构以达成取样率转换。如同可见的，只有该DVR侧的接收器需要利用一同步回路。

用于该DVR侧的DMT接收器的速率转换器控制回路2720被展示在图27中。该取样时脉频率以及相位误差是利用频域数据来加以估计。该些误差估计是借由该速率转换器利用众所周知的方法而被使用来调整该内插的时序。频率同步是在系统起动期间借助于在起动期间的DMT训练的符号来达成。该相位是在正常的数据传送期间借助于该四个前导符号次载波来加以追踪。

同样在系统起动期间，在该接收器之处，该些发送的DMT符号的边界必须被找出。此通常是所需的，以同步化该FFT开始点，以便于避免符号间的干扰。在该接收器中，一利用该一先验(priori)已知的发送的PN序列之时域交互相关的运算是找出该些DMT符号边界所据以推论出的波峰。

该接收器可以利用快速傅立叶转换(FFT)。令r[m]是在图31的N点的FFT模组的输入处的DMT信号样本的第m个长度N的向量。该向量是由以下得出：

$r\left[m\right]=\left[r_{\frac{-N}{2}}\right[m\left]r_{\frac{-N}{2}+1}\right[m].......r_{\frac{N}{2}-1}[m\left]\right]$

接着，该FFT是有效率地计算该向量

其中

为了计算该FFT，该DMT接收器是利用一种由log₂N级的"蝶形区块"所构成的管线化架构，每个蝶形区块包含一复数乘法器。(发送器的IFFT架构是类似的。)记忆体的需求是N到2N的数量级，并且随着所选的特定架构稍微改变。对于下游接收器而言，4096点的频域抽取(DIF)FFT模组包括六个基底4的级。对于上游接收器而言，512点的DIF FFT模组包括一基底2的级接着是四个基底4的级。该DIF FFT输入是正常的次载波顺序。该输出是位元反置的次载波顺序。

频道估计及等化

在已经达成AGC及同步之后，该些前导符号次载波提供该频道估计器计算该电缆线频率响应的估计所需的信息。在训练的期间，所有有用的次载波都可被视为是前导符号。在训练之后，该些前导符号次载波如同先前解说地循环或是传播。在DMT符号时间m的瞬间的频道估计是：

$\hat{H}\left[m\right]=\left[{\hat{H}}_{f_l}\right[m\left]{\hat{H}}_{f_{l+D}}\right[m].......{\hat{H}}_{f_{l+\mathrm{MD}}}{\hat{H}}_{f_u}[m]]$

其中f_l...f_u是有用的次载波(上游为63-239，下游为510-1923)的变化范围。对于下游信号而言，M＝706并且D＝2。对于上游信号而言，M＝175并且D＝1。在训练之后，在每个DMT符号时间m，该向量只有p个元件被更新；其余的元件保持其在先前的DMT符号期间计算出的值。对于下游而言，p＝2。对于上游而言，p＝1。因此，当对应的次载波被指派为一前导符号时，该复数向量H的每个元件是借由该接收到的BPSK符号的大小及相位来加以判断出。该向量的每个元件(频率箱)是由以下得出：

${\hat{H}}_i\left[q_i\right]=\frac{Z_i\left[q_i\right]}{P_i\left[q_i\right]},i=f_l,f_{l+D},...f_{l+\mathrm{MD}},f_u$

其中Z_i是该接收到的样本，P_i是该一先验已知的BPSK前导符号，并且i是在DMT符号时间q_i期间的前导符号次载波的数目。

该些循环的前导符号是容许追踪频道的频率响应的缓慢的变化。该些频率箱是借由以下而随着时间被更新：

${\tilde{H}}_i\left[q_i\right]=(1-\mathrm{\&beta;}){\tilde{H}}_i\left[q_i\right]+\mathrm{\&beta;}{\tilde{H}}_i[q_i-j]$

其中β是一遗忘因数，并且j对于上游而言是177，而对于下游而言是354，亦即相对于上次接收到次载波i的前导符号时的q_i的时间。

由于是较小的IFFT用于上游信号，因此其频率箱是相当宽的。由于该理由，一前导符号次载波是对于f_l...f_u的所有次载波以循环的方式被传送，因而不需要内插法来决定任一个次载波的频道估计。对于下游信号而言，其中D＝2，"中间的"次载波频道估计是利用三次内插法来计算出的。在时间s的完全内插的频道估计系是由以下得出

对于n∈{f_l，f_l+D，...，f_l+MD，f_u}，

对于n∈{513，515，...，1919}，

对于n＝511，

对于n＝1921，

DMT符号在该等化器输入(FFT输出)处的每个接收到的样本是由以下得出

其中V_n[s]是杂讯。

假设每个次载波箱的宽度是足够小到使得横跨每个箱的频道响应大致是平坦的，则强制归零的等化可借由单纯反转根据该频道估计的频道响应来达成。对于DMT符号而言，在次载波n(其中n∈{f_l…f_u})上发送的QAM符号是借由该等化器而被估计为：

其中是对于次载波n的频道响应的最近的估计。此频域乘积是等同于时域的循环的卷积。然而，该DMT循环的字尾延伸是使得此实际为该些等化器分接值与未延伸的DMT符号样本向量的一线性卷积。

该等化器输出是馈送PTCM编码量化的QAM数据符号样本再加上杂讯至该软性解映射器，该软性解映射器是利用众所周知的演算法来计算软性位元度量(metrics)。为了正确的操作，该软性解映射器必须知道用于目前的QAM符号的星座图。为此，其可以依赖DMT超框符号同步、DMT符号同步以及在该计算sysdata模组2616中计算出的位元载入的指派对映(BL对映)。

该软性位元度量被馈送至该维特比解码器。该维特比演算法是众所周知的并且执行软性解码，其是每个接收到的QAM符号产生m-1个解码的位元。为了正确的操作，该维特比解码器必须知道用于目前的QAM符号的星座图。为此，其是依赖DMT超框符号同步、DMT符号同步以及在该计算sysdata模组2616中计算出的位元载入的指派对映(BL对映)。若在该维特比解码器输出的位元错误率是2x10^-4或更小，则该RS解码器的输出将会是准无误码的。

该去随机产生器是具有和图9的发送器的随机产生器相同的结构。该去随机产生器可以同步到来自该控制模组2618的超框同步信号，并且如在此所述的初始化。

图8的反交错器850是输入去随机化的数据位元组，并且回复原始的数据位元组顺序。其是借由来自该控制模组2618的一信号来加以同步化，该信号是以每隔第W个DMT数据符号来出现。

该RS解码器是根据每个第V个DMT数据符号的一同步信号以及已知的封包尺寸P来判断封包的开始点。来自该维特比解码器校正后的位元流输出被封包成为位元组，并且馈送至该SLOC的RS解码器。该RS解码器的一高阶流程图被展示在图28中。一征状(syndrome)计算器是将该输入封包视为一具有该些位元组作为GF(256)的系数的多项式。其是计算2t＝12个征状。若所有的征状都为零，则该输入封包是一有效的码字。否则，该封包是因为错误而受损的。接着，关键方程式求解器是利用例如是该Berlekamp-Massey演算法来决定错误定位多项式以及错误值多项式。一项搜寻可以借由评估该错误定位多项式的根来找出受损的位元组。该些错误值被判断出，并且该些受损的位元组被校正。

图29是分别展示图5及6的摄影机侧的AFE2900以及DVR侧的AFE2920的细节。对于DMT Rx路径而言，该些滤波级包括一BPF，其中一可变增益级被插入在第一滤波器级之后。此BPF是抑制在低侧的接近CVBS信号。DMT Tx路径亦使用一BPF以避免干扰进入到在该低侧的CVBS、以及在高侧的影像抑制(参见图30)。在CVBS路径中，该LPF是降低干扰进入到该DMT信号。在DVR侧，该DMT滤波是类似于该摄影机侧的DMT滤波。对于该CVBS路径而言，该LPF是抑制该强的接近DMT Tx。

某些IP摄影机可能不具有一CVBS输出，并且SLOC可以利用该可利用的低频频谱的空间中的一部分。给定没有必要发送CVBS下，SLOC亦可以利用增大的DMT发送功率。于是，有用的电缆线长度可以延伸到100Mbps。

现在转到图31，本发明的某些实施例是利用一处理系统3100，该处理系统3100被部署以执行在此叙述的功能中的某些功能。处理系统3100可包括一市售的系统，其是执行市售的作业系统，例如微软视窗、UNIX或是其一变化、Linux、一即时作业系统及/或一封闭式作业系统。该处理系统的架构可被调适、配置及/或设计以用于整合到该处理系统中，以用于内嵌在一影像捕捉系统、一数据机、一视频处理工作站、一DVR、视频显示器系统、视频摄影机及/或一路由器或是其它通讯装置中的一或多个内。在一例子中，处理系统3100包括一汇流排3102及/或其它用于在处理器之间通讯的机构，而不论那些处理器是和该处理系统3100一体的(例如，处理器3104)或是位在不同的或许是实际分开的处理系统3100中。装置驱动器3103可以提供被用来控制内部及外部构件的输出信号。

处理系统3100通常亦包括记忆体3106或是其它种类的储存，其可包含非暂时性储存媒体，例如随机存取记忆体("RAM")、静态记忆体、快取、快闪记忆体、以及任何其它可耦接至汇流排3102的适当类型的储存装置。记忆体3106可被利用于储存指令及数据，其可以使得处理器3104及3105中的一或多个执行一所要的方法。主要记忆体3106可被利用于储存暂态及/或暂时的数据，例如在借由处理器3104执行该些指令的期间所产生及/或使用的变数及中间的信息。处理系统3100通常亦包括非暂时性、实体的储存，例如唯读记忆体("ROM")3108、快闪记忆体、记忆体卡或类似者；非暂时性储存可以连接至该汇流排3102，但同样亦可以利用一高速的万用串列汇流排(USB)、Firewire或是其它此种耦接至汇流排3102的汇流排来加以连接。非暂时性储存可被利用于储存组态设定以及其它信息，其包含借由处理器3104及/或3105执行的指令。非暂时性储存亦可包含大量储存装置3110，例如磁碟片、光碟片、快闪碟片，其可以直接或间接耦接至汇流排3102并且用于储存将借由处理器3104及/或3105执行的指令以及其它信息。

处理系统3100可以提供一输出给一例如是LCD平面显示器的显示器系统3112，其包含触控面板显示器、电致发光显示器、电浆显示器、阴极射线管或是其它显示装置，其可被配置且适配于接收及显示信息给处理系统3100的使用者。装置驱动器3103可包含一显示器驱动器、图像适配器及/或其它模组，其是维持一显示画面的一数位表示并且转换该数位表示成为一用于驱动显示器系统3112的信号。显示器系统3112亦可包含逻辑及软体以从系统3100所提供的一信号来产生一显示画面。在此方面，显示器3112可被设置成为一远端的终端机、视频监视器。例如，一数据机可以处理一或多个代表一视频流的信号，其中该一或多个信号是在一同轴电缆上加以发送的。一输入装置3114一般是在本地或是透过一远端的系统来加以设置，并且通常提供字母数字的输入以及游标控制3116的输入，例如滑鼠、轨迹球、等等。将会体认到的是，输入与输出可被提供至一无线装置，例如PDA、平板电脑或是其它适当配备以显示该些影像并且提供使用者输入的系统。

根据本发明的一实施例，一SLOC数据机的部分可借由处理系统3100来加以实施。处理器3104执行一或多个序列的指令。例如，此种指令可被储存在主要记忆体3106中，其已经从一例如是储存装置3110的电脑可读取的媒体加以接收。根据本发明的某些特点，内含在主要记忆体3106中的指令序列的执行使得处理器3104执行方法步骤、或是使其将被执行。在某些实施例中，可由执行特定功能的内嵌的处理系统提供功能，其中该些内嵌的系统是利用硬体模组3105及软体之一客制的组合来执行一组预先定义的工作。例如，客制的硬体模组3105可以执行某些将会是难以用处理器3104上所执行的软体来实施的信号处理的功能。处理器3104可包括一或多个在接收到的信号上执行某些运算的数位信号处理器。于是，本发明的实施例并不限于任何硬体电路及软体的特定的组合。

该术语"电脑可读取的媒体"被用来定义任何可储存并且提供指令及其它数据给处理器3104及/或3105的媒体，尤其是其中该些指令是将被处理器3104及/或3105及/或该处理系统的其它周边执行的情形。此种媒体可包含非挥发性储存、挥发性储存以及传送媒体。非挥发性储存可被体现在例如是光学或磁性的碟片的媒体上，其是包含DVD、CD-ROM以及蓝光。储存可被设置在本地且实体在处理器3104及3105的附近、或是通常借由网路连线的使用而设置在远端。非挥发性储存可以是可从处理系统3104移开的，即如同在蓝光、DVD或CD储存或是可以利用一包含USB等等的标准介面而轻易地连接或断连到电脑的记忆卡或记忆条的例子。因此，电脑可读取的媒体可包含软碟片、挠性碟片、硬碟、磁带、任何其它的磁性媒体、CD-ROM、DVD、蓝光、任何其它的光学媒体、穿孔卡片、纸带、任何其它具有孔洞图案的实体媒体、RAM、PROM、EPROM、快闪/EEPROM、任何其它记忆体晶片或卡匣、或是任何其它电脑可以读取出的媒体。

传送媒体可被利用来连接该处理系统的元件及/或处理系统3100的构件。此种媒体可包含绞线对、同轴电缆、铜导线以及光纤。传送媒体亦可包含无线媒体，例如无线电、声波以及光波。尤其，射频(RF)、光纤及红外线(IR)数据通讯可被利用。

各种形式的电脑可读取的媒体可以参与提供指令及数据以供处理器3104及/或硬体模组3105执行，该些硬体模组3105可包含序列器(sequencer)以及客制组态设定的逻辑。例如，该些指令最初可以是从一远端电脑的一磁碟片撷取出，并且透过一网路或数据机而发送至处理系统3100。该些指令可以在执行之前或是在执行期间，选配地储存在一不同的储存体或是储存体的一不同的部分中。

处理系统3100可包含一在网路3120上提供双向的数据通讯的通讯介面3118，该网路3120可包含一本地的网路3122、一广域网路或是该两者的一些组合。例如，一整合服务数位网路(ISDN)可以结合一本地区域网路(LAN)来加以利用。在另一例子中，一LAN可包含一无线链路。网路链路3120通常透过一或多个网路来提供数据通讯给其它数据装置。例如，网路链路3120可以透过本地的网路3122来提供一连线至一主机电脑3124、或是连线至一例如是网际网路3128的广域网路。本地的网路3122以及网际网路3128都可以使用载有数位数据流的电气、电磁或光学的信号。

处理系统3100可以使用一或多个网路来传送包含程式码及其它信息的讯息及数据。在网际网路的例子中，一伺服器3130可以透过网际网路3128来发送所请求的一应用程式码，并且可以响应地接收一下载的应用程式，该应用程式是提供在以上的例子中所叙述的剖析描绘。该接收到的码可借由处理器3104及/或3105来加以执行。

图32是包含根据本发明的某些特点的一种通讯方法的流程图3200。该方法可在一数据机中加以执行，并且该数据机的各种元件可包括一电脑处理器、一数位信号处理器、一或多个序列器、信号处理器、现场可程式化的装置、特殊应用积体电路及/或专用的逻辑。各种的功能模组及/或其它元件可以执行该方法的一或多个步骤。某些功能性元件是相关图5-9、19及26-29来加以描绘及叙述，并且这些模组可以个别地包括该数据机以及软体模组的组合。

在步骤3202，该数据机是接收包括多个QAM符号的DMT符号。每个QAM符号可以调变在一接收到的信号中的一次频带的一次载波。每个QAM符号可以是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一。该QAM星座图可以是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一。

在步骤3204，该数据机是解码由该些QAM符号所载有的数据。由该些QAM符号载有的该数据可以利用一例如是里德所罗门解码器的区块错误侦测解码器来加以解码。该里德所罗门解码器(或是其它的区块解码器)可被利用来解码一第一整数(V)个码字，该些码字在此可被称为码区块、及/或里德所罗门封包。例如，里德所罗门封包可以用一第二整数(U)个DMT符号来加以编码。U及V可以是整数。该里德所罗门解码器可被配置以同步化在该共同的边界，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。一共同的边界可以出现在每个DMT符号的开始处、或是在每个里德所罗门封包的开始处。V可以是U的一整数倍数。一里德所罗门封包可以开始于每个DMT符号的开始处。该里德所罗门封包可以开始于每对的DMT符号的开始处。在某些实施例中，U是V的一整数倍数，并且每个里德所罗门封包可以开始于一DMT符号的开始处。

在步骤3206，该里德所罗门解码器被同步化在该共同的边界处。

在某些实施例中，该数据机被配置以利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的反交错器来反交错由该些QAM符号所载有的该数据的位元组。在一例子中，该W个DMT符号是对应于一和该接收到的信号相关的交错帧的一第四数目个位元组。该QAM星座图可以是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一。反交错通常可以借由一被配置为同步化的反交错器来加以执行，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。

在某些实施例中，该接收到的信号包括多个次频带。该多个次频带的每一个可包含该接收到的信号的两个或多个相邻的次载波。不同的QAM星座图可被指派给该多个次频带中的至少两个。在一例子中，QAM符号的较低阶的星座图可被指派给包含较高频率的次载波的次频带，并且QAM符号的较高阶的星座图可被指派给包含较低频率的次载波的次频带。一共同的QAM星座图可被指派给该多个次频带的每一个。QAM符号的一共同的星座图可被指派给一群组的相邻的次频带。QAM符号的不同的星座图可被指派给不同群组的相邻的次频带。两个或多个群组的相邻的次频带可根据和该两个或多个群组的相邻的次频带相关的信噪比来包括不同数目个次频带。

在某些实施例中，该接收到的信号从一同轴电缆加以接收，并且内含在该多个次频带中之一最低频率的次载波可具有一频率高于透过该同轴电缆发送的一基频视频信号。该些DMT符号可以透过该同轴电缆而在一发送的信号的一次频带中加以发送。

在某些实施例中，该数据机是根据两个或多个在该接收到的信号中的一对应数目个次载波上载有的前导符号来估计在该同轴电缆中的频道品质。频道品质可包含该同轴电缆的一信噪比，并且可以相关于相移以及对于脉波杂讯的敏感性、等等。该两个或多个前导符号可以循环或者是传播在该接收到的信号的次载波之间。该发送的信号以及该接收到的信号可以用相邻的时间间隔来加以发送。

在某些实施例中，两个下行链路DMT符号可以在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中加以接收。透过该同轴电缆发送该些DMT符号可包含在一上行链路的时间间隔中发送一上行链路DMT符号，该上行链路的时间间隔被定义在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。一同步DMT符号可加以接收。该数据机的某些操作特点可利用在多个帧的每一个中接收的系统组态设定信息来加以组态设定。每个帧可包含多个封包。每个封包可包含两个下行链路DMT符号以及一个上行链路DMT符号。

图32是包含根据本发明的某些特点的一种通讯方法的流程图3220。该方法可在一数据机中加以执行，并且该数据机的各种元件可包括一电脑处理器、一数位信号处理器、一或多个序列器、信号处理器、现场可程式化的装置、特殊应用积体电路及/或专用的逻辑。各种的功能模组及/或其它元件可以执行该方法的一或多个步骤。某些功能性元件是相关图5-9、19及26-29来加以描绘及叙述，并且这些模组可以个别地包括该数据机以及软体模组的组合。

在步骤3222，该数据机是以一整数(V)个里德所罗门封包来编码数据。

在步骤3224，该数据机可以选择一或多个次载波来载有前导符号信号。该前导符号信号的选择可以借由在此揭露的方法及演算法来管理。该数据机可以发送两个或多个在该下行链路信号中之一对应数目个次载波上的前导符号，借此该两个或多个前导符号是循环或者是传播在该下行链路信号的次载波之间。在一例子中，该两个或多个前导符号是以一种每次循环重复一次的模式循环在该些次载波之间。在另一例子中，该两个或多个前导符号可以根据一种可持续改变的模式而持续或周期性地循环。

在步骤3226，该数据机是以一整数(U)个DMT符号来发送该V个里德所罗门封包。每个DMT符号可包括多个调变在一下行链路信号中的一次频带的次载波的QAM符号。每个QAM符号可以是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一。该V个里德所罗门封包的每一个的发送可以和一DMT符号的开始同时启动。

在某些实施例中，该数据机是利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的交错器来交错该数据的位元组。W可以是一整数。

在某些实施例中，该数据机是从可被指派给该次频带的多个QAM星座图选择该QAM星座图。该数据机可以根据和该一或多个次频带相关的信噪比、或是根据频道品质的某种其它指示器，借由指派该多个QAM星座图中的至少一个给一或多个次频带来选择该QAM星座图。该数据机可以在一同轴电缆上发送该下行链路信号。内含在该下行链路信号中之一最低频率的次载波可具有一频率高于透过该同轴电缆通讯的一基频视频信号。

在某些实施例中，该数据机是在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中发送两个DMT符号，并且在一上行链路的时间间隔中从该同轴电缆接收一DMT符号，该上行链路的时间间隔出现在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。因此，该数据机可以利用一用于半双工通讯的通讯频道中的可利用的频宽的至少一部分。

本发明的某些特点的额外说明

本发明的某些实施例提供用于涉及视频馈送的通讯的系统及方法。根据本发明的某些特点的一种方法包括接收多个在一下行链路信号中的次载波的一次频带上调变的下行链路符号。一指派给该次频带的QAM符号的第一星座图可以是不同于被指派给该下行链路信号中的其它次频带的QAM符号的至少一其它的星座图。该方法可包括利用一区块错误更正解码器来解码该多个下行链路符号。该区块错误更正解码器可以根据QAM符号的第一星座图的识别以及识别在该多个下行链路符号之间的边界的信息来加以同步化。

在某些实施例中，该次频带是在该下行链路信号中的多个次频带中之一。该多个次频带的每一个可包括该下行链路信号的两个或多个相邻的次载波。QAM符号的较低阶的星座图可被指派给包含较高频率的次载波的次频带。QAM符号的较高阶的星座图可被指派给包含较低频率的次载波的次频带。每个星座图的QAM符号可被指派给一群组的相邻的次频带。两个或多个群组的次频带包括不同数目个群组的次频带。该下行链路信号可以是接收自一同轴电缆。内含在该多个次频带中之一最低频率的次载波可具有一频率高于透过该同轴电缆发送的一基频视频信号。QAM符号的星座图可根据和每个群组的相邻的次频带中的相邻的次频带相关的一信噪比而被指派给多个群组的一或多个相邻的次频带。

在某些实施例中，该下行链路信号接收自一同轴电缆。该方法可包括透过该同轴电缆以在一上行链路信号中发送多个上行链路符号。一整数个位元组可被编码在该多个上行链路符号的每一个中。一整数个位元组可被编码在该多个下行链路符号的每一个中。该多个上行链路符号的每一个可以编码和借由该多个下行链路符号的每一个编码的位元组数目不同的数目个位元组。在该下行链路信号中的该次频带可以是群组的相邻的次频带中之一。该群组的相邻的次频带可包括一第一数目个次载波。在该上行链路信号中的多个其它群组的次频带中的至少一群组包括一第二数目个次载波。该第一及第二数目可以是不同的。

在某些实施例中，在该下行链路信号中的次频带包括32个次载波，并且在该上行链路信号中的至少一次频带包括4个次载波。

在某些实施例中，在该下行链路信号中的次频带在一对应数目个次载波上运载两个或多个下行链路前导符号，其中一接收器是根据该些前导符号来估计频道品质。频道品质可包含在前导符号中借由该接收器量测的信噪比。运载该两个或多个前导符号的次载波可根据一循环来加以选择。

在某些实施例中，透过该同轴电缆发送多个上行链路符号包含从该上行链路信号的一次频带选择至少一次载波来运载一上行链路前导符号。发送多个上行链路符号可包含从该上行链路信号的该次频带周期性地选择一不同的次载波来作为该上行链路前导符号。一整数个半位元组被编码在该每个上行链路符号中，并且一整数个位元组被编码在每个下行链路符号中。

在某些实施例中，发送该多个上行链路符号包含对于该多个上行链路符号的每一个，交错上行链路数据的位元组以获得交错的数据，并且利用一指派给该上行链路次频带的星座图来编码该交错的数据在该每个上行链路符号中。交错上行链路数据的位元组可包含利用一被判断为指派给该上行链路次频带的一星座图的QAM符号的一函数的帧尺寸来交错上行链路数据的位元组。对于上行链路及下行链路的次频带的每一个所选的功率位准以及QAM符号的星座图的指派的组合可被选择以便于在该上行链路及下行链路的次频带之间提供一频谱匹配。

在某些实施例中，该上行链路信号及下行链路信号以相邻的时间间隔来加以发送。两个下行链路符号在连续的下行链路的时间间隔的每一个中加以接收。透过该同轴电缆发送多个上行链路符号可包含在该连续的下行链路的时间间隔的每一个之后发送一上行链路符号。该方法可包括在多个帧的每一个中接收一下行链路同步符号以及系统组态设定信息。每个帧可包含下行链路间隔，下行链路符号在下行链路间隔中加以接收。多个帧的每一个可包括355个封包，每个封包包含两个下行链路符号以及一个上行链路符号。在某些实施例中，该方法包括在该多个帧的每一个中发送一上行链路同步符号。

本发明先前的说明是欲为举例说明的，而非限制性的。例如，熟习此项技术者将会体认到本发明可利用上述的功能及能力的各种组合来加以实施，并且可包含较上述少的构件、或是额外的构件。本发明的某些额外的观点及特点系进一步在以下阐述，并且如同熟习此项技术者在受到本揭露内容的教示之后将会体认到的，其可以利用在以上较详细叙述的功能及构件来加以获得。

尽管本发明已经参考特定的范例实施例来加以叙述，但对于具有此项技术的通常知识者而言将会是明显的是各种对于这些实施例的修改及改变都可以在不脱离本发明较广的精神及范畴下加以完成。于是，该说明书及图式是欲被视为举例说明而非限制性的意思。

Claims (41)

1.一种通讯的方法，其包括：

接收包括多个正交振幅调变(QAM)符号的离散多调式调变(DMT)符号，每个QAM符号是调变在一接收到的信号中的一次频带的一次载波，其中每个QAM符号是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一；

解码由该些QAM符号所载有的数据，其中解码由该些QAM符号所载有的该数据包含利用一区块错误更正解码器来解码以一第二整数(U)个DMT符号编码的一第一整数(V)个码区块，其中该U个DMT符号以及该V个码区块开始在一共同的边界处；以及

在该共同的边界处同步化该区块错误更正解码器。

2.根据权利要求1所述的方法，其中V是U的一整数倍数，并且其中一码区块开始在每个DMT符号的一开始处。

3.根据权利要求2所述的方法，其中V是U的一整数倍数，并且其中一码区块开始在每对DMT符号的一开始处。

4.根据权利要求1所述的方法，其中U是V的一整数倍数，并且其中每个码区块开始在一DMT符号的一开始处。

5.根据权利要求1所述的方法，其中该QAM符号的星座图是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一，并且其中该区块错误更正解码器包括一被配置以在该共同的边界处同步化的里德所罗门解码器，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。

6.根据权利要求5所述的方法，其进一步包括利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的反交错器以反交错由该些QAM符号所载有的该数据的位元组。

7.根据权利要求6所述的方法，其中该W个DMT符号是对应于一和该接收到的信号相关的交错帧的一第四数目个位元组。

8.根据权利要求6所述的方法，其中该QAM符号的星座图是可被指派给该次频带的多个QAM星座图中之一，并且其中该反交错是借由一被配置为同步化的反交错器来加以执行，而不论该多个QAM星座图中被指派给该次频带的为何。

9.根据权利要求1所述的方法，其中该接收到的信号包括多个次频带，该多个次频带的每一个包含该接收到的信号的两个或多个相邻的次载波。

10.根据权利要求9所述的方法，其中不同的QAM星座图被指派给该多个次频带中的至少两个。

11.根据权利要求9所述的方法，其中QAM符号的较低阶的星座图被指派给包含较高频率的次载波的次频带，并且QAM符号的较高阶的星座图被指派给包含较低频率的次载波的次频带。

12.根据权利要求9所述的方法，其中一共同的QAM星座图被指派给该多个次频带的每一个。

13.根据权利要求9所述的方法，其中QAM符号的一共同的星座图被指派给一群组的相邻的次频带。

14.根据权利要求9所述的方法，其中QAM符号的不同的星座图被指派给不同群组的相邻的次频带，其中两个或多个群组的相邻的次频带是根据和该两个或多个群组的相邻的次频带相关的信噪比而包括不同数目个次频带。

15.根据权利要求1所述的方法，其中该接收到的信号是接收自一同轴电缆，并且其中内含在该接收到的信号中之一最低频率的次载波具有一频率高于被指派用于透过该同轴电缆来发送一基频视频信号的一最高频率。

16.根据权利要求1所述的方法，其中该接收到的信号是接收自一同轴电缆，并且其进一步包括透过该同轴电缆以在一发送的信号的多个次频带中发送DMT符号。

17.根据权利要求16所述的方法，其进一步包括根据两个或多个在该接收到的信号中的一对应数目个次载波上所载有的前导符号来估计在该同轴电缆中的频道品质，其中频道品质包含一和该接收到的信号相关的信噪比。

18.根据权利要求17所述的方法，其中该两个或多个前导符号循环在该接收到的信号的次载波之间。

19.根据权利要求16所述的方法，其中该发送的信号以及该接收到的信号以相邻的时间间隔来加以发送。

20.根据权利要求19所述的方法，其中接收DMT符号包含在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中接收两个下行链路DMT符号，并且其中透过该同轴电缆发送该些DMT符号包含在一上行链路的时间间隔中发送一上行链路DMT符号，该上行链路的时间间隔被定义在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。

21.根据权利要求20所述的方法，其中接收该些DMT符号包含接收一同步DMT符号，以及在多个帧的每一个中接收系统组态设定信息，每个帧包含多个封包，每个封包包含两个下行链路DMT符号以及一个上行链路DMT符号。

22.一种通讯的方法，其包括：

以一第一整数(V)个码区块来编码数据；以及

以一第二整数(U)个离散多调式调变(DMT)符号来发送该V个码区块，每个DMT符号包括多个正交振幅调变(QAM)符号，该些QAM符号是调变在一下行链路信号中的一次频带的次载波，其中每个QAM符号是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一，

其中一共同的边界出现在每个DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处。

23.根据权利要求22所述的方法，其中发送该V个码区块包含从可被指派给该次频带的多个QAM星座图选择该QAM符号的星座图。

24.根据权利要求23所述的方法，其中选择该QAM符号的星座图包含根据和该一或多个次频带相关的信噪比来指派多个QAM星座图中的至少一QAM星座图给一或多个次频带。

25.根据权利要求22所述的方法，其中编码数据包含利用一同步到一第三整数(W)个DMT符号的交错器来交错该数据的位元组。

26.根据权利要求22所述的方法，其中发送该V个码区块包含在一同轴电缆上发送该下行链路信号，并且其中内含在该下行链路信号中之一最低频率的次载波具有一频率高于被指派用于透过该同轴电缆来发送一基频视频信号的一最高频率。

27.根据权利要求26所述的方法，其中发送该V个码区块包含在该下行链路信号中的一对应数目个次载波上发送两个或多个前导符号。

28.根据权利要求27所述的方法，其中发送该两个或多个前导符号包含在该下行链路信号所用的多个次载波传播该两个或多个前导符号。

29.根据权利要求22所述的方法，其中发送该V个码区块包含：

在多个连续的下行链路的时间间隔的每一个中发送两个DMT符号；以及

在一上行链路的时间间隔中从一上行链路信号接收一DMT符号，该上行链路的时间间隔出现在该多个连续的下行链路的时间间隔的每一个之后。

30.一种装置，其包括：

一被配置以发送离散多调式调变(DMT)符号的发送器，每个发送的DMT符号包括多个正交振幅调变(QAM)符号，其中每个QAM符号是调变在一发送的信号中的一次频带的一次载波；

一处理系统，其被配置以根据该发送器所使用的一频道的一状况来指派一QAM符号的星座图给在该发送的信号中的该次频带，其中每个QAM符号是该星座图的QAM符号中之一；以及

一同步到该些接收到的DMT符号的边界的区块错误更正解码器。

31.根据权利要求30所述的装置，其中该发送器被配置来发送以一第二整数(U)个DMT符号编码的一第一整数(V)个码区块，其中一共同的边界出现在每个DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处。

32.根据权利要求30所述的装置，其进一步包括一被配置以交错将在该些DMT符号中载有的数据的位元组的交错器，其中该交错器被同步到一第三整数(W)个DMT符号。

33.根据权利要求30所述的装置，其中该发送器所使用的该频道的状况包括一信噪比。

34.根据权利要求30所述的装置，其进一步包括

一被配置以从一接收到的信号接收DMT符号的接收器，每个接收到的DMT符号包括一第二QAM星座图的多个QAM符号，该第二QAM星座图的多个QAM符号是调变在一第二次频带中的一次载波；以及

一同步到该些接收到的DMT符号的边界的区块错误更正解码器，其中该发送器及接收器是以不同的数据速率运作。

35.根据权利要求34所述的装置，其中该多个QAM符号的每一个包括以一第二整数(U)个DMT符号编码的一第一整数(V)个码区块，其中一共同的边界是出现在每个接收到的DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处，并且其中该区块错误更正解码器包括一同步到该共同的边界的里德所罗门解码器。

36.根据权利要求34所述的装置，其中该发送的信号以及该接收到的信号透过一同轴电缆来通讯，并且其进一步包括一被配置以从该发送的信号以及该接收到的信号分离出一基频视频信号的低通滤波器。

37.根据权利要求36所述的装置，其中被配置以判断该频道的状况的该处理系统是根据在该接收到的信号中的两个或多个前导符号。

38.根据权利要求34所述的装置，其中该两个或多个前导符号循环在该接收到的信号的次载波之间。

39.根据权利要求34所述的装置，其进一步包括一被配置以反交错由该些接收到的DMT符号的该些QAM符号所载有的该数据的位元组的反交错器，其中该反交错器被同步到一第三整数(W)个DMT符号，其中该W个DMT符号是对应于一和该接收到的信号相关的交错帧的一第四数目个位元组。

40.一种电脑可读取的媒体，其包括码以用于：

接收包括多个正交振幅调变(QAM)符号的离散多调式调变(DMT)符号，每个QAM符号是调变在一接收到的信号中的一次频带的一次载波，其中每个QAM符号是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一；

解码由该些QAM符号所载有的数据，其中解码由该些QAM符号所载有的该数据包含利用一区块错误更正解码器来解码以一第二整数(U)个DMT符号编码的一第一整数(V)个码区块，其中一共同的边界出现在每个DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处；以及

在该共同的边界处同步化该区块错误更正解码器。

41.一种电脑可读取的媒体，其包括码以用于：

将数据编码在一第一整数(V)个里德所罗门封包中；以及

以一第二整数(U)个离散多调式调变(DMT)符号来发送该V个里德所罗门封包，每个DMT符号包括多个正交振幅调变(QAM)符号，该多个QAM符号是调变在一下行链路信号中的一次频带的次载波，其中每个QAM符号是指派给该次频带的一星座图的QAM符号中之一，

其中一共同的边界出现在每个DMT符号的一开始处、或是在每个码区块的一开始处。