CN101494631A - 估计信道脉冲响应的装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种估计信道脉冲响应的装置及方法。包括：接收并变换第一定向时间符号为正交频分复用符号；从正交频分复用符号撷取导频次载波；变换所识别的导频次载波为周期离散时间序列，其中周期离散时间序列的周期为L且包括信道脉冲响应信息；从周期离散时间序列选出二接线并取得二接线的第一时间差Dt及第二时间差Dt’；将具有时间系数的第二定向时间符号关联于第三定向时间符号，以取得第一关联结果以及将具有时间系数的第二定向时间符号关联于第四定向时间符号，以取得第二关联结果；比较关联结果，并输出信道脉冲响应。本发明揭示的装置及方法不需影响数据的接收，便可解决信道脉冲响应的不确定性，因此，OFDM接收器的执行性能将获得改善。

Description

估计信道脉冲响应的装置及方法

技术领域

本发明涉及一种使用多载波调制的电磁信号接收器，特别是有关于一种在通讯系统中的多载波调制的信道估测估计(channel estimation)。

背景技术

在无线(wireless)通信系统，信号可经由传输路径中的既定频率传送。最近的发展已能够在单一信号路径同时传输多路信号。频分复用(Frequency DivisionMultiplexing，FDM)为这些同时传输方法之一。在频分复用中的架构中，传输路径可分成多个次信道(sub-channel)。信息(如声音、视频、音频、文字及数据等)是经由基于不同次载波(sub-carrier)频率的次信道而调制以及传输。

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，以下简称为OFDM)是一种特别类型的频分复用。OFDM传输系统中次载波的数量通常为2的幂次方。然而，也可能会有(2N+1)个OFDM次载波，包括零频率直流(DC)次载波，但零频率直流次载波通常因为频率为零而无法用来传送数据。OFDM系统的符号是由m个复数(Complex)正交调幅(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)符号X_m形成的，每次都以频率f_m＝k/T_u对次载波进行调制，其中T_u是次载波的符号周期。每个OFDM次载波均在频域中显示sinx＝(sinx)/x的频谱(spectrum)。图1是显示正交频分复用次载波的sinc频谱图。图2是显示正交频分复用的多载波的频率频谱图。通过将频域中的2N+1个次载波以1/T_u的间隔分开，每个次载波的主要波峰(primary peak)会与每隔一个次载波的零点(null)重叠。因此，即使次载波的频谱相重叠(overlap)，正交(orthogonal)却存在于每个次载波之间。OFDM技术的一个优点是可克服多重路径效应，另一优点是可传送及接收大量的信息。因为上述这些优点，许多的研究都致力于OFDM技术的改进和发展。

导频次载波(pilot sub-carriers)提供信道估计的机制。导频次载波(pilot tones)是一种频率序列，其传输值已由接收器得知。因此，OFDM接收器可使用导频值执行信道估计。信道脉冲响应的相关知识可用于改善窗函数(window)选择与信道估计的质量。然而，在大部分的通信系统，导频仅对部分次载波是有效的。因此，从导频获取的信道信息是有限的。

一些具有离散导频(scattered pilots)的多载波通信系统，插入离散导频信息至一个OFDM符号通常有助于信道脉冲响应的估计。离散导频载波是遍布于OFDM符号的导频，以及其位置通常会随着符号而改变。反快速傅立叶变换(Inverse-Fast-Fourier Transform，IFFT)模块可根据插入的导频信息来决定信道脉冲响应。由于反快速傅立叶变换的周期特性，无法确定信道脉冲响应所存在的位置。

发明内容

为了解决现有技术中存在的技术问题，本发明提供以下技术方案：

本发明揭示一种估计信道脉冲响应的装置，包括：快速傅立叶变换模块，接收第一定向时间符号并变换第一定向时间符号为正交频分复用符号，其中正交频分复用符号包括多个数据次载波与多个导频次载波；导频识别器，从正交频分复用符号撷取导频次载波；反快速傅立叶变换模块，变换通过导频识别器所识别的导频次载波为周期离散时间序列，其中周期离散时间序列包括信道脉冲响应信息，及周期离散时间序列的周期为L；路径处理器及接线选择模块，从周期离散时间序列选出二接线并取得二接线的第一时间差D_t及第二时间差D_t’，其中第二时间差D_t’等于周期离散时间序列的周期L减去第一时间差D_t；关联模块，将具有时间系数kr(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数(k+D_t)r(k+D_t)的第三定向时间符号，以取得第一关联结果C(D_t)及将具有时间系数kr(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数k+D_t’r(k+D_t’)的第四定向时间符号，以取得第二关联结果C(D_t’)；以及决策模块，比较第一关联结果及第二关联结果，以及根据第一关联结果与第二关联结果输出信道脉冲响应。

本发明揭示一种估计信道脉冲响应的方法，包括：接收第一定向时间符号及变换第一定向时间符号为正交频分复用符号，其中正交频分复用符号包括多个数据次载波和多个导频次载波；从正交频分复用符号撷取导频次载波；将由导频识别器识别的导频次载波执行反傅立叶变换为周期离散时间序列，其中周期离散时间序列包括关于信道脉冲响应信息，及周期离散时间序列的周期为L；从周期离散时间序列选出二接线并取得二接线的第一时间差D_t及第二时间差D_t’，其中第二时间差D_t’等于周期离散时间序列的周期L减去第一时间差D_t；将具有时间系数kr(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数(k+D_t)r(k+D_t)的第三定向时间符号，以取得第一关联结果C(D_t)及将具有时间系数kr(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数(k+D_t’)r(k+D_t’)的第四定向时间符号，以取得第二关联结C(D_t’)；以及比较第一关联结果及第二关联结果，以及根据第一关联结果与第二关联结果输出信道脉冲响应。

本发明揭示的估计信道脉冲响应的装置及方法不需影响数据的接收，便可解决信道脉冲响应的不确定性，因此，OFDM接收器的执行性能将获得改善。

附图说明

图1是显示正交频分复用次载波的sinc频谱图。

图2是显示正交频分复用的多载波的频率频谱图。

图3是显示本发明一实施例估计信道脉冲响应装置的方框示意图。

图4是显示一典型周期离散时间序列。

图5A和图5B是显示两个可能的信道脉冲响应h_a[n]和h_b[n]。

图6是显示根据本发明一实施例关联模块的方框示意图。

图7A和图7B是分别显示本发明不同实施例中关联的起始点及结束点。

图8是显示本发明一实施例决策模块的示意图。

图9A和图9B是显示具有时间差D_t”或时间差(L-D_t”)的接线的示意图。

图10是显示包括路径拓宽滤波器的关联模块的示意图。

图11是显示离散导频、载波及插入导频的形态。

图12是显示DVB-T的发射器与接收器的方框示意图。

图13是显示插入导频于DVB-T规格中的形态。

图14是显示根据本发明一实施例信道估计方法的流程图。

具体实施方式

图3是显示本发明一实施例估计信道脉冲响应装置30的方框示意图。快速傅立叶变换(Fast-Fourier-Transform，FFT)模块302接收及变换定向时间(time-directional)符号为OFDM符号(在频域中)，OFDM符号包括多个数据次载波(data tones)和导频次载波(pilot tones)。定向时间符号的边界(boundary)由快速傅立叶窗口选择模块304所提供决定。OFDM符号将被传送至导频识别器(pilotidentifier)306。导频识别器306从OFDM符号撷取导频次载波(pilot)并将接收的导频值除上对应传送的导频值。将导频识别器306的输出传送至反快速傅立叶变换模块308，以取得周期离散时间序列(periodic discrete-time series)

图4是显示一典型(exemplary)周期离散时间序列。周期离散时间序列

包括信道脉冲响应信息h[n]，然而，经由周期离散时间序列

去识别或验证信道脉冲响应的真实位置是不容易的。图5A和图5B是显示两个可能的信道脉冲响应h_a[n]和h_b[n]。需注意的是这些信道脉冲响应间的差异因应于不同的接线(Tap)排序(permutation)。因此，确定图5A及图5B所示两个可能信道脉冲响应中的一者更近似于真实信道脉冲响应h[n]的问题，将转变成确定哪一接线(如接线52或接线54)先发生的问题。路径处理器及接线选择模块310可由周期离散时间序列

中选出两个接线。计算两个可能的信道脉冲响应间的时间差，便可确认哪一接线先发生。在信道脉冲响应h_a[n]间多个选择接线的时间差可标注为D_t，及在信道脉冲响应h_b[n]间多个选择接线的时间差可标注为D_t’，其中D_t’等于L-D_t，L是周期离散时间序列

的周期。优选地，由路径处理器及接线选择模块310从多个接线中选出最大的接线是最好的方法。然而，本发明并非限制于此。首先，关联模块312将具有时间系数kr(k)的OFDM符号关联另一个具有时间系数k+D_tr(k+D_t)的OFDM符号，以取得第一关联结果C(D_t)。关联模块312同样将具有时间系数kr(k)的OFDM符号关联另一个具有时间系数k+D_t’r(k+D_t’)的OFDM符号。图6是显示根据本发明一实施例关联模块312的方框示意图。存储器控制单元602接收时间差D_t及D_t’。存储单元接收时间系数r(k)及r(k+D_t’)，以及计算单元计算时间系数r(k)与时间系数r*(k+D_t’)的乘积。因为关联模块312在一持续时间内关联定向时间符号，故会保留乘积，以及存储单元604接收时间系数r(k+1)及时间系数r(k+D_t+1)。计算单元606重复计算时间系数r(k+1)与时间系数r*(k+D_t+1)的乘积直到定向时间符号结束。图7A和图7B是分别显示本发明不同实施例中关联的起始点及结束点。在其它实施例，起始点可启动于定向时间符号的起始及结束于符号的保护间隔(guard interval)的结束点(如图7B所示)；或者，起始点可启动于定向时间符号的保护间隔的起始及结束于定向时间符号的结束点。更多关于保护间隔的细节将于后续讨论。图8是显示本发明一实施例决策模块的示意图。图8中的决策模块314使用比较器608比较关联结果C(D_t)与C(D_t’)，以及使用选择器609选择较大关联的时间差。例如，若关联结果C(D_t)超出关联结果C(D_t’)，则两个选择接线的时间差可认定为D_t。换而言之，由装置30验证得出接线52是发生在接线54之前。如图3所示，估计的信道脉冲响应h[n]可提供给均衡器316。除了提供均均衡机制，估计的信道脉冲响应h[n]还可调节快速傅立叶变换窗口选择模块304的窗口尺寸与位置。

从周期离散时间序列

中连续地选出其它接线可最终区别一个撷取的信道脉冲响应。例如，选择图9A和图9B中所显示的具有时间差D_t”或时间差(L-D_t”)的接线56和52，以及计算关联结果C(D_t”)及C(L-D_t”)，以及比较关联结果C(D_t”)及C(L-D_t”)可验证接线56是否先于接线52。

优选地，反快速傅立叶变换模块308有2的幂次方个点。当导频次载波无法精确至2ⁿ个点时，反快速傅立叶变换模块308可选择后续的2ⁿ个导频次载波。然而，反快速傅立叶变换模块的选择并不受限于本发明所揭露的内容并且也可任意选择反快速傅立叶变换模块的点。

在本发明的一些实施例中，路径处理器及接线选择模块310也包括路径处理函数。反快速傅立叶变换模块的尺寸(点)最大可为几千点，而由于反快速傅立叶变换模块308的接线数量等同于反快速傅立叶变换模块308的尺寸，反快速傅立叶变换模块的分接点数量可大至使估计的信道脉冲响应失效。此外，具有太多接线的信道脉冲响应将使相关性计算具有难度。采用路径处理器则可缩短接线数量的长度。路径处理器可有规则地取样或结合一些接线。优选地，路径处理器每隔12至16个接线进行结合以缩短信道脉冲响应。

在本发明的一些发明实施例，图10是显示包括路径拓宽滤波器的关联模块312的示意图。路径拓宽滤波器1002在关联之前用有限长度滤波器对符号滤波。在本发明一实施例中，路径拓宽滤波器1002为低通滤波器。在某些情形，时间差D_t及时间差D_t’间的时间差可趋近于D_t+Δ。因此，路径宽度的微调(fine tuning)可取得更精确的关联结果。

在具有离散导频(scattered pilot)的系统，导频识别器306还由其它OFDM符号插入(interpolate)导频次载波，以取得较长的信道脉冲响应时间。导频识别器306可由先前符号执行内插入(inner-interpolate)或由沿着先前的符号执行外插入(outer-interpolate)。图11是显示离散导频、载波及插入导频的形态。

优选地，上述装置更适合为地面数字视频广播(Digital Video BroadcastingTerrestrial，以下简称DVB-T)接收器所采用。图12是显示一DVB-T的发射器与接收器的方框示意图。由信道编码器(channel encoder)1202所编码的动画专家群视频压缩标准(Moving Picture Experts Group-2，以下简称MPEG-2)数据流用以提供健全的保护以抵抗信道干扰。信道编码器1202包括李德所罗门(Reed-Solomon，RS)编码器(未图示)，外交织器(outer interleaver)(未图示)，卷积编码器(convolutional encoder)(未图示)，和内交织器(inner interleaver)(未图示)。在信道编码器1202中进行信道编码及交织之后，经由映射器1204将数据映射至信号调制分布图(signal constellation)中。映射的数据将与导频次载波(pilot tone)共同变换为OFDM符号。导频次载波具有二种形式：连续导频次载波以及离散导频次载波(scattered pilot carriers)。连续导频次载波传输于每个OFDM符号中相同的位置，并具相同的相位及振幅。离散导频次载波完全分布于OFDM符号的离散导频次载波(scattered pilot carriers)，其位置可随符号的改变而改变。在2K模式，每个OFDM符号在4.464千赫兹(KHz)的间隔上包括1705个次载波；在8K模式，OFDM符号在1.116千赫兹的间隔上包括6817个次载波。保留的载波传送间隔插入于整体(ensemble)的同步及将传输参数信号(transmission-parameter-signaling)信息。对系数k(范围由0到67)的OFDM符号而言，系数k的次载波的系数m属于以下的子集(subset)：

{m＝M min+3×(k mod 4)+12p|p∈integer，p≥0，m∈[M min；M max]}，(1)

在2k模式，Mmin是0及Mmax是1704，而在8k模式，Mmax是6816。图13是显示插入导频于DVB-T规格中的形态。接下来，反快速傅立叶变换模块1206可执行反快速傅立叶变换，以在基频中调制数据次载波及导频次载波。接下来，保护间隔插入器1208插入保护间隔。尤其是在多重路径环境，保护间隔要优先于每个符号的有效内容，以预防符号冲突。属于有效符号长度为896-(8k)或224-μsec(2k)的1/4与1/32之间的保护间隔为可选择。调制方法、码率及保护间隔共同决定全部的比特率容量(bit-rate capacity)(范围大约在5～32Mbps)。接下来，离散符号通过数字模拟转换器1210转换为模拟信号(通常为低通滤波)，及接下来，由射频电路1212上变频(up-converted)模拟信号为无线电频率。接下来，信号透过信道1214传输以及通过终端接收器来接收。

基本上，接收器可利用与发射过程相反的转换机制，以取得发射信息。射频前端(RF front-end)电路1216降频(down-converts)无线电频率为中频。模拟数字转换器1218取样中频信号以及转换连续性信号为离散时间。保护间隔去除器1220去除保护间隔插入器1208所加入的保护间隔。快速傅立叶变换模块1222变换定向时间符号为OFDM符号。由解映射器(de-mapper)1224解映射出OFDM符号，并通过前向误差纠正(Forward Error Correction，FEC)信道解码器1226输出，前向误差纠正信道解码器1226包括外解交织器(outer-deinterleaver)(未图示)、维特比解码器(viterbi decoder)(未图示)、内解交织器(inner-deinterleaver)(未图示)及李德所罗门改正码器(未图示)。前向误差纠正信道解码器的输出为MPEG-2传输数据流，传输数据流可利用影像处理器来解压缩及解码。要提供OFDM符号精准的解映射，必需正确估计的信道脉冲响应。图3中所示的信道脉冲响应估计器(channel impulse response estimator)30可耦接快速傅立叶变换模块1222及解映射器1224，可提供所需要的信道脉冲响应。需注意的是此装置可解释为地面数字视频广播的标准形式，然而也可应用于许多具有前置或后置保护间隔的频分复用形式。

本实施例揭露一种信道脉冲响应的估计方法。图14是显示根据本发明一实施例信道估计方法的流程图。首先，接收和变换定向时间符号为OFDM(步骤S1401)。快速傅立叶变换窗口选择模块提供符号边界。将从OFDM符号撷取的导频值除上对应的传送导频值(步骤S1402)。撷取的导频值经反快速傅立叶变换为周期离散时间序列(近似于图4所示)(步骤S1403)。周期离散时间序列

包括信道脉冲响应信息。周期离散时间序列

的一个期间为真实的信道脉冲响应。然而，由周期离散时间序列所准确确定的前端点及末端点可能会不同。图5A和图5B显示了二种可能的信道脉冲响应。可由周期离散时间序列中选出二个接线(步骤S1404)。确定二个如图5A及图5B所示两个可能信道脉冲响应中的一者更近似于真实信道脉冲响应的问题，将转变成确定哪一个接线(如接线52或接线54)先发生的问题。分别计算可能的信道脉冲响应的选择接线的时间差(步骤S1405)。图5A所显示选择接线间的时间差标注为D_t，以及图5B所显示选择接线间的时间差标注为D_t’将具有时间系数kr(k)的OFDM符号关联具有时间系数k+D_t r(r+D_t)的OFDM符号(步骤S1406)。将具有时间系数k r(k)的OFDM符号同样关联具有时间系数k+D_t’r(k+D_t’)的OFDM符号。以上关联可开始于定向时间符号的起始点及结束于定向时间符号的结束点；或可开始于定向时间符号的保护间隔的起始点，而至定向时间符号的结束点而结束。关联结果C(D_t，T_s，T_e)可显示为：

$C(D_t,T_s,T_e)=\underset{k=t_s}{\overset{T_e}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)\·r*(k+D_t)---\left(2\right)$

其中T_s，T_e为定向时间符号的起始点及结束点，以及关联结果C(D_t’，T_s’，T_e’)为：

$C(D_{t^{,}},T_{s^{,}},T_{e^{,}})=\underset{k=t_{s^{,}}}{\overset{T_{e^{,}}}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)\·r*(k+D_{t^{,}})---\left(3\right)$

比较关联结果C(D_t)及关联结果C(D_t’)(步骤S1407)。并且选择出较大的关联的时间差。例如，关联结果C(D_t)大于关联结果C(D_t’)，则两选择接线间的时间差为D_t。换言之，也可确认接线52比接线54先发生。估计信道脉冲响应是被施加至均衡器316(如图3所示)。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此领域技术的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许更动与润饰，因此本发明的保护范围应当以权利要求书所界定的保护范围为准。

Claims (24)

1.一种估计信道脉冲响应的装置，包括：

快速傅立叶变换模块，接收第一定向时间符号并变换所述第一定向时间符号为正交频分复用符号，其中所述正交频分复用符号包括多个数据次载波与多个导频次载波；

导频识别器，从所述正交频分复用符号撷取所述导频次载波；

反快速傅立叶变换模块，将由所述导频识别器所识别的所述导频次载波变换为周期离散时间序列，其中所述周期离散时间序列包括信道脉冲响应信息，及所述周期离散时间序列的周期为L；

路径处理器及接线选择模块，从所述周期离散时间序列选出二接线并取得所述二接线的第一时间差Dt及第二时间差Dt’，其中所述第二时间差Dt’等于所述周期离散时间序列的周期L减去所述第一时间差Dt；

关联模块，将具有时间系数k r(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数(k+Dt)r(k+Dt)的第三定向时间符号，以取得第一关联结果C(Dt)及将具有时间系数k r(k)的所述第二定向时间符号关联具有时间系数k+Dt’r(k+Dt’)的第四定向时间符号，以取得第二关联结果C(Dt’)；以及

决策模块，比较所述第一关联结果及所述第二关联结果，以及根据所述第一关联结果与所述第二关联结果输出信道脉冲响应。

2.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，还包括快速傅立叶变换窗口选择模块，用以决定所述定向时间符号的边界。

3.如权利要求2所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述信道脉冲响应用以调整所述快速傅立叶变换窗口选择模块的窗口尺寸及位置。

4.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述导频识别器还将所述导频次载波的值除上对应的传送导频值。

5.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述关联模块包括：

存储器控制单元，接收所述第一时间差Dt或所述第二时间差Dt’；

存储单元，接收所述第二定向时间符号r(k)、所述第三定向时间符号r(k+Dt)及所述第四定向时间符号r(k+Dt’)；以及

计算单元，根据所述第二定向时间符号r(k)及所述第三定向时间符号r(k+Dt)计算出所述第一关联结果C(Dt)，以及根据所述第二定向时间符号r(k)及所述第三定向时间符号r(k+Dt’)计算出所述第二关联结果C(Dt’)。

6.如权利要求5所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述计算单元从所述第一定向时间符号的起始点至结束点计算所述第一关联结果。

7.如权利要求6所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述第一定向时间符号还包括保护间隔，以及所述计算单元从所述第一定向时间符号的起始点至所述保护间隔的结束点计算所述第一关联结果。

8.如权利要求5所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，还包括路径拓宽滤波器以有限长度滤波器过滤所述第一定向时间符号。

9.如权利要求8所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述路径拓宽滤波器为低通滤波器。

10.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述决策模块比较所述第一关联结果C(Dt)及所述第二关联结果C(Dt’)，并选择具有一较大关联的时间差，以得到所述信道脉冲响应。

11.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，还包括均衡器，及所述信道脉冲响应是用于调整所述均衡器。

12.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述反快速傅立叶变换模块为2ⁿ点的反快速傅立叶变换模块，以及当导频次载波的数量超过2ⁿ点时，所述反快速傅立叶变换选择后续的2ⁿ点作为所述反快速傅立叶变换模块的输入。

13.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，还包括路径处理器耦接至所述关联模块与所述反快速傅立叶变换模块，其中所述路径处理器用以减少接线的数量。

14.如权利要求13所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述路径处理器有规则地消除多个接线以减少接线的数量。

15.如权利要求13所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述路径处理器有规则地结合多个接线以减少接线数量。

16.如权利要求13所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述路径处理器每隔12至16个接线进行结合以缩短信道脉冲响应，以减少接线数量。

17.如权利要求1所述的估计信道脉冲响应的装置，其特征在于，所述导频识别器还由其它频分复用符号插入导频次载波，以及所述反快速傅立叶变换模块将所述撷取的导频次载波及所插入的所述导频次载波变换至所述周期离散时间序列。

18.一种估计信道脉冲响应的方法，包括：

接收第一定向时间符号及变换所述第一定向时间符号为正交频分复用符号，其中所述正交频分复用符号包括多个数据次载波和多个导频次载波；

从所述正交频分复用符号撷取所述导频次载波；

将由导频识别器识别的所述导频次载波执行反傅立叶变换为周期离散时间序列，其中所述周期离散时间序列包括关于信道脉冲响应信息，及所述周期离散时间序列的周期为L；

从所述周期离散时间序列选出二接线并取得所述二接线的第一时间差Dt及第二时间差Dt’，其中所述第二时间差Dt’等于所述周期离散时间序列的周期L减去所述第一时间差Dt；

将具有时间系数k r(k)的第二定向时间符号关联具有时间系数(k+Dt)r(k+Dt)的第三定向时间符号，以取得第一关联结果C(Dt)及将具有时间系数kr(k)的所述第二定向时间符号关联具有时间系数(k+Dt’)r(k+Dt’)的第四定向时间符号，以取得第二关联结C(Dt’)；以及

比较所述第一关联结果及所述第二关联结果，以及根据所述第一关联结果与所述第二关联结果输出信道脉冲响应。

19.如权利要求18所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，还包括将所述导频次载波的值除以对应传送导频值。

20.如权利要求18所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，从所述定向时间符号的起始点至所述定向时间符号的结束点，以关联出所述第一关联结果及所述第二关联结果。

21.如权利要求18所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，从所述定向时间符号的起始点至所述定向时间符号的保护间隔的结束点，关联出所述第一关联结果与所述第二关联结果，其中所述保护间隔接续于所述定向时间符号的结束点。

22.如权利要求18所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，由所述定向时间符号的保护间隔的起始点至所述定向时间符号的结束点关联出所述第一关联结果和所述第二关联结果，其中所述保护间隔接续于所述定向时间符号的起始点。

23.如权利要求18所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，还包括于取得所述第一关联和所述第二关联之前，用有限长度滤波器过滤所述第二定向时间符号r(k)、所述第三定向时间符号r(k+Dt)及所述第四定向时间符号r(k+Dt’)

24.如权利要求18项所述的估计信道脉冲响应的方法，其特征在于，还包括比较所述第一关联结果C(Dt)及所述第二关联结果C(Dt’)，其中选择出具有较大关联的时间差以取得所述信道脉冲响应。

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