CN104052509A - 包含多个滤波器的多模式接收器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种包含多个滤波器的多模式接收器。在本发明的一实施例中，射频接收器包含一第一混波器与一第二混波器。第一混波器为一同相混波器，第二混波器为一正交混波器，用以将射频信号降频转换。一阻抗电路设置于第一混波器和第二混波器之间，用以将不同路径去耦合，进而提升射频接收器的频率响应的对称性。在本发明的另一实施例中，射频接收器包含具有至少一多个系数的数字滤波器。此数字滤波器具有不对称的频率响应，且可被用以补偿射频接收器另一个具有不对称频率响应的滤波器。

Description

包含多个滤波器的多模式接收器

技术领域

本发明与射频通信设备相关，尤其相关于具有混波器的射频接收器，例如移动电话和无线区域网络接收器。

背景技术

本发明与美国第8,121,577号专利相关，该专利的内容被并列为本申请的参考数据。

射频通信系统所包含的射频接收器系用以接收透过特定射频通道(例如透过一目标频段内的一目标中心频率)传送的射频信号。射频接收器的功能之一是排除频率在目标频段之外的信号。邻近目标频段的射频信号尤其难以处理。

透过混波器，超外差(super-heterodyning)射频接收器以一本地振荡信号对射频信号施以混波，藉此将射频信号降频转换为较低频的中频信号。一般而言，相较于射频频率，在中频频率滤除多余的信号较为容易。

相对地，直接降频转换接收器用于混波的本地振荡信号则是具有射频信号的载波频率，其混波结果为一基频信号。

另有一种利用混波器的降频转换称为正交降频转换。正交降频转换根据射频输入信号产生两个降频转换后信号。一同相混波器将射频输入信号与一第一本地振荡信号混波，产生一实部降频转换后信号(I信号)。一正交混波器将射频输入信号与一第二本地振荡信号混波，产生一虚部降频转换后信号(Q信号)。该第一及第二本地振荡信号的相位差为九十度。两个互为正交的降频转换后信号的相位差亦为九十度。

除了目标信号之外，混波器还会额外产生镜像信号。镜像信号可透过射频滤波及/或中频滤波被移除。举例而言，可利用带通滤波令目标信号通过并移除干扰信号，或是利用陷波滤波(notch filtering)消除在特定频率的干扰信号。

射频接收器的另一个问题是旁频带(sideband)的增益不对称性。随着频率的变化，目标频段中的射频输入信号可能会被施以不同的振幅增益。举例而言，较高频的信号的放大量可能不同于较低频的信号的放大量。

带通滤波器的品质因数(quality factor)是滤波器移除干扰信号的能力指标，其定义为滤波器的中心频率两侧的频宽。

美国第8,121,577号专利揭露了一种内建于混波器中的滤波器。该系统中的混波器输出端连接至一多相反馈电路(polyphase reactive circuit)，例如一电容。混波器将射频输入信号与本地振荡信号混波，并将多相反馈电路的阻抗转换为混波器的输入阻抗。在输入信号来自于具有高阻抗的信号源(例如电流源)时，该混波器提供对应于一阻抗峰值的高品质因数阻抗响应。将该高品质因数阻抗响应应用于接收路径中的射频带通滤波器，能增进接收器的选择能力(selectivity)，取代表面声波(surfaceacoustic wave,SAW)滤波器或其他射频滤波器。

对无线通信应用而言，接收器所通常用以接收符合2G、3G和4G等无线传输标准的射频信号。2G标准指欧洲电信标准组织(ETSI)制订的第二代移动电话标准--全球移动通信系统(GSM)标准。所谓3G标准则是指国际电信联盟(ITU)制订的第三代国际移动电信(IMT-2000)标准。4G标准包含长期演进(long term evolution,LTE)标准。2G、3G和4G等名称的定义并未统一，且可各自包含多种无线通信标准。举例而言，LTE和WiMax皆可被涵盖于4G技术。在中国地区，3G标准可包含通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications,UMTS)系统、宽频分码多址(WCDMA)系统，以及分时-同步分码多址(TD-SCDMA)系统。

现代移动电话大多被设计为支持多个前述标准。

发明内容

在本发明的一实施例中，射频接收器支援多重通信模式，例如2G和3G。在2G模式中，混波器操作在较高的电压。更明确地说，相较于3G模式，在2G模式中的本地振荡信号的电压振幅为两倍或更高。

在本发明的另一实施例中，射频接收器包含一第一混波器与一第二混波器。第一混波器为一同相混波器，第二混波器为一正交混波器，用以将输入射频信号降频转换。一阻抗电路设置于第一混波器和第二混波器之间，用以将不同路径去耦合，进而提升射频接收器的频率响应的对称性。

在本发明的另一实施例中，射频接收器包含具有至少一多个系数的数字滤波器。此数字滤波器具有不对称的频率响应，且可被用以补偿射频接收器另一个具有不对称频率响应的滤波器。该另一滤波器包含混波器及耦接至混波器输出端的一多相位反馈电路。

附图说明

图1绘示了根据本发明的一实施例中的射频接收器。

图2绘示了第一组混波器40和多相位反馈电路60的细部电路范例。

图3呈现了四个相位不同的本地振荡信号。

图4绘示了同相混波器130和正交混波器140的一种实施例。

图5绘示了多相位反馈电路60_I的一实施例。

图6绘示了包含一数字前端或数字前端模块300及一解调单元400的数字处理电路100。

图7呈现了一种令整形滤波器320为串接一对称FIR阶段321和一不对称FIR阶段322的典型实施方式。

图8绘示了令整形滤波器320包含多个不对称FIR阶段323的实施例。

图9绘示了多个不对称FIR阶段323的一种实施范例。

图10绘示了结合具有对称频率响应的数字基频滤波器后会产生的频率响应范例。

图11绘示了结合具有不对称频率响应的数字基频滤波器后会产生的频率响应范例。

符号说明

100：数字处理电路              200：射频接收器

10：低噪声放大器               20、20_I、20_Q：阻抗电路

30：阻抗电路                   40：第一组混波器

50：第二组混波器               60、60_I、60_Q：多相位反馈电路

70：多相位反馈电路             80：模拟-数字转换器

90：模拟-数字转换器            130：同相混波器

140：正交混波器                82、88、96、98：同相晶体管

84、86、92、94：正交晶体管        C1、C2、…、CN：电容

300：数字前端模块                 310：降取样单元

320：整形滤波器                   330：信号调节单元

340：测量单元                     400：解调单元

321：对称FIR阶段                  322：不对称FIR阶段

323：多个不对称FIR阶段

具体实施方式

在本发明的一实施例中，射频接收器支援多种无线传输标准，例如2G和3G。举例而言，接收器可在毋需关闭任一混波器及/或送入混波器的时脉信号的情况下支援多种标准。

本发明的一实施例为绘示于图1的射频接收器200，其中的信号为差动信号。射频接收器200的前端包含一低噪声放大器10，用以放大差动射频输入信号RFIN1、RFIN2。这些射频输入信号可为透过天线(未绘示)接收的无线信号。在此实施例中，这些射频输入信号为移动电话信号。这些射频输入信号亦可为透过电缆或光纤电缆接收的电视信号。

低噪声放大器10的输出透过阻抗电路20耦接至第一组混波器40，并透过阻抗电路30耦接至第二组混波器50。虽然此实施例中的低噪声放大器10为单一电路，本发明所属技术领域中具有通常知识者能理解，低噪声放大器10实际上可包含多个个低噪声放大器。举例而言，可令第一组混波器40和第二组混波器50中的各个混波器单独耦接至一低噪声放大器。

第一组混波器40包含一同相混波器与一正交混波器，用以接收2G射频信号。第二组混波器50亦包含一同相混波器与一正交混波器，用以接收3G射频信号。

美国的通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System,UMTS)网络(通称为3G系统)使用1850～1910兆赫上传数据，使用1930～1990兆赫下载数据(WCDMA 1900)。举例而言，第二组混波器50可相对应地被设定在此频段。美国的2G系统或GSM系统可操作在GSM-850频段(采用824.2～849.25兆赫为上传频段，869.2～894.2兆赫为下载频段)。相对应地，第一组混波器40可被设计为操作在此频段。

如图1所示，第一组混波器40的输出耦接至多相位反馈电路60。第二组混波器50的输出耦接至多相位反馈电路70。

图2绘示了第一组混波器40和多相位反馈电路60的细部电路范例。第一组混波器40包含一同相混波器130与一正交混波器140。多相位反馈电路60包含多相位反馈电路60_I和多相位反馈电路60_Q。同相混波器130和正交混波器140透过节点INP1、INP2接收一组差动输入信号。同相混波器130在节点IMIXOUT1、IMIXOUT2提供一组差动输出信号。正交混波器140则是在节点QMIXOUT1、QMIXOUT2提供另一组差动输出信号。输出节点IMIXOUT1、IMIXOUT2终止于与其耦接的多相位反馈电路60_I，输出节点QMIXOUT1、QMIXOUT2则终止于与其耦接的多相位反馈电路60_Q。第二组混波器50和多相位反馈电路70的相对关系亦类似于图2所示。

同相混波器130将放大后信号与具有频率LO的一第一本地振荡信号LO₁混波。正交混波器140将放大后信号与同样具有频率LO的一第二本地振荡信号LO₂混波。第一本地振荡信号LO₁和第二本地振荡信号LO₂的相位差大约为90度。

同相混波器130亦将放大后信号与具有频率LO的一第三本地振荡信号LO₃混波。正交混波器140亦将放大后信号与具有频率LO的一第四本地振荡信号LO₄混波。第三本地振荡信号LO₃和第二本地振荡信号LO₂的相位差大约为90度。第四本地振荡信号LO₄和第三本地振荡信号LO₃的相位差大约为90度。

图3呈现了四个相位不同的本地振荡信号。为了提供适当的隔离，本地振荡信号LO₁、LO₂、LO₃、LO₄等四个信号中，每次只有一个信号处于高电平状态。于以下说明中，振荡信号LO₁具有高电平的时段称为第一时段，振荡信号LO₂具有高电平的时段称为第二时段，振荡信号LO₃具有高电平的时段称为第三时段，振荡信号LO₄具有高电平的时段称为第四时段。

图4绘示了同相混波器130和正交混波器140的实施例。这些混波器为利用场效应晶体管做为切换元件的差动切换式被动混波器。第一混波器输入INP1耦接至第一同相晶体管88、第二同相晶体管82、第一正交晶体管84、第二正交晶体管86的汲极（drain）。第二混波器输入INP2耦接至第三同相晶体管98、第四同相晶体管96、第三正交晶体管92、第四正交晶体管94的汲极。

本地振荡信号LO₁耦接至第一同相晶体管88和第四同相晶体管96的闸极。本地振荡信号LO₃耦接至第三同相晶体管98和第二同相晶体管82的闸极。

本地振荡信号LO₂耦接至第一正交晶体管84和第四正交晶体管94的闸极。本地振荡信号LO₄耦接至第三正交晶体管92和第二正交晶体管86的闸极。

输出信号IMIXOUT1耦接至第四同相晶体管96和第二同相晶体管82的源极。输出信号IMIXOUT2耦接至第一同相晶体管88和第三同相晶体管98的源极。输出信号QMIXOUT1耦接至第四正交晶体管94和第二正交晶体管86的源极。输出信号IMIXOUT2耦接至第一正交晶体管84和第三正交晶体管92的源极。

混波程序会将输入射频信号降频转换。在直接降频转换接收器中，混波器130、140输出的降频转换后信号具有基频频率。在另一形态的接收器中，该降频转换后信号则具有一中间频率。

在此实施例中，第一组混波器负责接收2G无线射频信号，第二组混波器负责接收3G无线射频信号。2G标准是最早的数字无线传输标准，不如后期标准进步。2G混波器可操作在较高的电压以增进其效能。因此，配合第一组混波器的本地振荡信号LO₁～LO₄的电压可高于配合第二组混波器的本地振荡信号LO₁～LO₄的电压。举例而言，配合第一组混波器的本地振荡信号LO₁～LO₄的电压振幅可为1.2伏特，而配合第二组混波器的本地振荡信号LO₁～LO₄的电压振幅可为2.4伏特。

此外，2G模式不需要表面声波滤波器。因而，此实施例为一非表面声波2G接收器的范例。

如图2所示，这些混波器的输出节点耦接至或终止于多相位反馈电路。在第一时段，RFIN1耦接至多相位反馈电路60_I的一端。于第三时段，RFIN2耦接至多相位反馈电路60_I的另一端。在第二时段，RFIN1耦接至多相位反馈电路60_Q的一端。于第四时段，RFIN2耦接至多相位反馈电路60_Q的另一端。

在此实施例中，该多相位反馈电路为一电容，特别是一可变电容。图5绘示了多相位反馈电路60_I的一实施例，其中包含多个电容C1、C2、…、CN。藉由切换这些电容的状态，多相位反馈电路60_I的电容值可被调整。此外，各电容的大小可不同，以提高总电容量。举例而言，电容C1的大小可为电容C2的大小的两倍或更高。

实务上，亦可采用其他种类的多相位反馈电路。举例而言，该多相位反馈电路可为一互导(transconductance)电路。

如美国第8,121,577号专利中所述，低噪声放大器10、第一组混波器40(或第二组混波器50)，以及多相位反馈电路60(或70)构成一滤波器，并可为整体设计的一部份。为便于说明，该滤波器于此被称为一射频滤波器。

如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，这些混波器输出的降频转换后信号IMIXOUT1、IMIXOUT2、QMIXOUT1、QMIXOUT2可依需求被进一步或过滤。这些模拟信号随后被模拟-数字转换器80、90转换为数字信号。模拟-数字转换器80、90输出具有数字形式的I/Q取样。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，这些I/Q取样在数学上可被表示为多个。在数字领域中，射频信号或I/Q取样可被进一步处理并解调，以得出射频信号所承载的数据。数字处理电路(例如一基频处理器)100可负责执行上述功能。

如图2所示，阻抗电路20中包含的阻抗电路20_I设置于低噪声放大器10和同相混波器130之间。阻抗电路20_Q则是设置在低噪声放大器10和正交混波器140之间。举例而言，该阻抗电路可为一被动阻抗(电阻)。阻抗电路可提高同相路径和正交路径间的去耦合(decoupling)。

如上所述，射频接收器的问题之一在于频率响应的不对称性(例如振幅增益)。本发明的概念包含增设阻抗电路，以将同相路径和正交路径去耦合，进而提升频率响应的对称性。

在一实施例中，在3G模式下，配合2G的第一组混波器40不被选用，而振荡信号LO₁～LO₄被禁能以停止第一组混波器40的运作。

此外，该阻抗电路可被设计为可调式(其实施方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知)，并且可被动态调整，以提高同相路径和正交路径间的去耦合效果。举例而言，每次开机时，系统可执行一诊断程序，以将该阻抗电路设定为能达到最佳去耦合。

在另一实施例中，数字处理电路100包含一数字多个滤波器，用以校正频率响应的不对称性(例如针对振幅增益)。于一实施例中，该数字多个滤波器被用以补偿另一滤波器造成的频率响应不对称性。

举例而言，如美国第8,121,577号专利所述，低噪声放大器10、第一组混波器40(或第二组混波器50)，以及多相位反馈电路60(或70)可组成射频滤波器。该数字多个滤波器可被用以补偿该射频滤波器造成的频率响应不对称性。

如图6所示，数字处理电路100包含一数字前端模块300与一解调单元400。数字前端模块300负责处理模拟-数字转换器80、90提供的数字I/Q取样，以使其处理结果能符合解调单元400需要的信号格式(例如取样率、位元宽度)。解调单元400负责将射频信号解调，以得出射频信号所承载的资讯。上述电路，例如低噪声放大器10和混波器40、50，被视为前端模拟电路。

数字前端模块300包含一降取样单元310，用以接收模拟-数字转换器80、90提供的数字I/Q取样。模拟-数字转换器80、90的操作频率通常远高于符号率/波特率。因此，这些输入取样首先被降取样单元(例如为一硬件电路)310降取样。在能够足以正确表示信号的前提下，降取样单元310会尽量将取样率降低，以最小化后续处理阶段的实现复杂度。降取样单元310的实现可能性有很多种。举例而言，可采用不需要乘法器的串联积分梳状(cascaded integrator comb,CIC)架构，以节省晶片面积和功率消耗。降取样阶段的输出信号频率仍高于符号率/波特率，但其过取样比例(通常可被设定在2到5之间)已较模拟-数字转换器的输出端低很多。

降取样单元的设计与实施为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，因此不再赘述。

整形滤波器320能提供各种滤波效果，以调整资讯承载信号的频率响应。以WCDMA信号为例，可采用具有一根余弦(root-raised cosine,RRC)响应的滤波器来过滤输入信号，以配合传送器提供的频率响应。整形滤波器320不一定为单一滤波器，其中亦可包含多个滤波阶段。实务上，各个滤波阶段可具有不同架构，例如令某些阶段采用有限脉冲响应(finite impulse response,FIR)、某些阶段采用无限脉冲响应(infinite impulse response,IIR)。由于可能得以减少需执行的数学运算总数量，结合多个滤波阶段有助于降低实现复杂度。图7呈现一种典型实施方式，令整形滤波器320为串接一对称FIR阶段321和一不对称FIR阶段322。对称滤波器及不对称滤波器为本发明所属技术领域中具有通常知识者所熟知，不应被混淆为对称和不对称频率响应。如先前所述，对称滤波器及不对称滤波器皆具有对称的频率响应。

由于滤波器的操作皆为线性，改变这些滤波阶段的顺序不会影响整体响应。此外，这些滤波器采用实数系数。当对称FIR阶段321的系数数量N为偶数，其N个系数满足下列关系：

h(i)=h(N-1–i)fori∈{0,…,(N/2)-1}。

当对称FIR阶段321的系数数量N为奇数，其N个系数的关系则是：

h(i)=h(N-1–i)fori∈{0,…,(N–1)/2}。

这些关系可被运用来减少滤波程序中的乘法运算的数量。当系数数量N为偶数，乘法运算的数量可被减半。因此，在阶段数量相同的情况下，相较于不对称FIR架构，采用对称FIR架构能提供相当大的运算好处。然而，对称的FIR滤波器在频域的相位响应恒为线性，亦即具有固定的群体延迟(group delay)。由于对称FIR阶段321与不对称FIR阶段322的系数皆为实数，整形滤波器320的频率响应的振幅增益将恒为对称的。

在一实施例中，至少一滤波阶段被设计为具有多个系数。因此，整形滤波器320的频率响应的振幅增益将为不对称的。在图8中，不对称FIR阶段322被采用多个系数的一多个不对称FIR阶段323取代。具有多个系数使整形滤波器320得以实现一频率响应，令其相位响应为非线性，而振幅响应为不对称的。

图9绘示了多个不对称FIR阶段323的一种实施范例。X(m)代表输入信号的第m个取样，y(m)代表输出信号的第m个取样。Z-1代表取样延迟。这些滤波器系数h(0)、h(1)、h(2)、…、h(N-1)为不对称的，亦即至少有一索引值i能令h(i)不等于h(N-i-1)。这些滤波器系数h(0)、h(1)、h(2)、…、h(N-1)为多个。

图10和图11呈现了根据本发明的实施例与先前技术的功效比较图。如图10所示，射频滤波器本身具有不对称的频率响应(例如振幅增益)。若结合具有对称频率响应的数字基频滤波器(例如不对称FIR阶段322)，整体滤波器会具有不对称的频率响应，类似于原射频滤波器。

相对地，图11呈现的数字基频滤波器(例如多个不对称FIR阶段323)具有不对称的频率响应。藉由将多个不对称FIR阶段323设计为补偿射频滤波器的响应，整体滤波器便会具有对称的频率响应。

这些多个滤波器系数能被设计为可经软件程序化的。这种做法令接收器得以根据输入信号的特性适性改变整形滤波器320的组态。举例而言，可针对多个不同频率测量输入信号的频率响应，并利用这些测量来判断频率响应中是否存在不对称性。此不对称性随后可由整形滤波器320利用某些滤波阶段的频率响应进行补偿。举例而言，整形滤波器320可包含一个或多个具有多个系数的FIR滤波器，并且这些系数可被设定为校正输入信号的频率响应不对称性。

信号调节单元330负责调节整形滤波器320产生的I/Q取样，使其调节结果适于后续解调单元400。举例而言，信号调节单元330可提供可程序化的数字缩放功能，使其输出信号的动态范围落在解调单元400能接受的范围内。信号调节单元330亦可用以移除输入信号中的直流偏移。

针对数字前端模块300中的多个I/Q信号，测量单元340执行多次测量和计算。举例而言，测量单元340可计算数字前端模块300的处理链中不同节点的输入信号功率，以检测干扰信号(例如邻近频道)的存在。测量单元340亦可用以检测输入信号的频率响应中的振幅增益不对称性；整形滤波器320随后可被调整，以校正此不对称性。举例而言，测量单元340可针对两个频率+fm和-fm测量输入信号的频率响应，并根据这两个测量结果估计频率响应的不对称性。若这些测量于整形滤波器320的输出端进行且测量的频率点对应于四分之一取样率，测量和计算的复杂度成本相当低。在这个情况下，不需要任何乘法运算即可计算频率响应数值。

在实际应用中，多个不对称FIR阶段323的滤波器系数可于操作过程中被动态调整。

藉由以上较佳具体实施例的详述，希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭示的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。

Claims (20)

1.一种射频接收器，包含：

一第一组混波器，用以根据一第一通信模式接收一射频信号；以及

一第二组混波器，用以根据一第二通信模式接收该射频信号；

其中该第一组混波器与该第二组混波器的一包含一第一混波器与一第二混波器，且该第一混波器与该第二混波器间设置有一阻抗电路。

2.如权利要求1所述的射频接收器，其特征在于，该第一组混波器的一操作电压为该第二组混波器的一操作电压的至少两倍。

3.如权利要求1所述的射频接收器，其特征在于，该第一组混波器根据一第一组本地振荡信号运作，该第二组混波器根据一第二组本地振荡信号运作，该第一组和该第二组本地振荡信号其中的一具有的一电压振幅为该第一组和该第二组本地振荡信号另一的一电压振幅的至少两倍。

4.如权利要求1所述的射频接收器，其特征在于，该第一通信模式及该第二通信模式分别为一2G标准与一3G标准。

5.如权利要求4所述的射频接收器，其特征在于，该2G标准为全球移动通信系统标准，该3G标准为宽频分码多址标准或分时-同步分码多址标准。

6.如权利要求1所述的射频接收器，进一步包含：

一数字滤波器，耦接至该第一混波器或该第二混波器的一输出端，该数字滤波器具有不对称的频率响应。

7.如权利要求6所述的射频接收器，其特征在于，该数字滤波器具有一多个滤波系数。

8.如权利要求7所述的射频接收器，其特征在于，该多个系数被动态控制。

9.如权利要求6所述的射频接收器，其特征在于，与该数字滤波器耦接的该第一混波器或该第二混波器亦耦接至一多相位反馈电路。

10.如权利要求9所述的射频接收器，其特征在于，进一步包含：

一额外滤波器，包含该多相位反馈电路，该数字滤波器的一频率响应补偿该额外滤波器的一频率响应。

11.一种射频接收器，包含：

一第一混波器与一第二混波器，分别接收一射频信号；以及

一数字滤波器，耦接至该第一混波器或该第二混波器的一输出端，该数字滤波器具有不对称的频率响应。

12.如权利要求11所述的射频接收器，其特征在于，第一混波器为一同相混波器，该第二混波器为一正交混波器，该同相混波器与该正交混波器将该射频信号转换成具有一不同频率。

13.如权利要求11所述的射频接收器，其特征在于，该数字滤波器具有动态调整的一多个系数。

14.如权利要求13所述的射频接收器，其特征在于，进一步包含：

一多相位反馈电路，耦接至与该数字滤波器相耦接的该第一混波器或该第二混波器的该输出端。

15.如权利要求14所述的射频接收器，其特征在于，进一步包含：

一额外滤波器，包含该多相位反馈电路；

其中该数字滤波器的一频率响应补偿该额外滤波器的一频率响应。

16.一种提升一射频接收器的频率响应对称性的方法，包含：

利用一第一混波器与一第二混波器接收一射频信号；以及

利用具有一不对称频率响应的一数字滤波器，过滤该第一混波器或该第二混波器的一输出信号。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，该第一混波器为一同相混波器，该第二混波器为一正交混波器，该方法进一步包含：

利用该同相混波器与该正交混波器，将该射频信号转换为具有一不同频率。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，该数字滤波器具有被动态调整的一多个系数。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，一多相位反馈电路耦接至将该输出信号提供至该数字滤波器过滤的该第一混波器或该第二混波器。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，进一步包含：

利用包含该多相位反馈电路的一额外滤波器，过滤该射频信号；以及

利用该数字滤波器的一频率响应补偿该数字滤波器的一频率响应。