CN104037794A - 一种飞轮储能系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种飞轮储能系统及其控制方法，飞轮储能系统包括两个三相电压型PWM变流器、LCL滤波器和直流支撑电容；两个三相电压型PWM变流器通过直流母线上并联的直流支撑电容相互连接，其中一个三相电压型PWM变流器通过输出LCL滤波器与电网侧连接，另一个三相电压型PWM变流器与永磁同步电机连接，为永磁同步电机的定子电枢绕组供电。控制方法基于复矢量PI电流调节器的控制实现，包括电网侧三相电压型PWM变流器控制策略和电机侧三相电压型PWM变流器控制策略；本发明消除系统对电路参数的依赖性，增加系统鲁棒性，采用复矢量PI电流调节器的零极点能完全抵消，不受电感参数等变化的影响，控制性能更加优异。

Description

一种飞轮储能系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种储能系统及其控制方法，具体讲涉及一种飞轮储能系统及其控制方法。

背景技术

与其他储能方式相比，飞轮储能具有储能密度高、运行温度范围宽、功率大、过充电与过放电危险性低、效率高、寿命长和无污染等诸多优点[1]。其基本原理是利用电机的发电/电动双模式运行，通过飞轮的升、降速实现能量的储存和释放：存储能量时，电机以电动机方式运行，从电网中吸收能量使电机转子加速，将电能转化为动能；反之，释放能量时，电机以放电机方式运行，向电网释放能量使电子转子减速，将动能转化为电能。飞轮储能系统电力电子变换器的设计与控制是飞轮储能系统中的关键技术之一。

201310195857.9号发明专利申请公开了一种基于LCL滤波器以及背靠背整流器的飞轮储能系统的并网控制方式，其主要侧重于对于系统中的有功功率以及无功功率大小与流向的控制，而电流控制器设计部分采用的仍然是传统前馈解耦PI电流调节器。前馈解耦的思想是根据电流指令值生成解耦电压以抵消交叉耦合项的影响，其控制框图如图5所示，其中电机电感和永磁磁链均为估计值。电机频率变化时，前馈解耦零极点变化情况如图6所示。图中零点曲线Z1试图抵消变化的主导极点P1，但由于前馈解耦是根据给定电流值生成解耦电压项，传递函数仍存在交叉耦合的项，耦合并未完全抵消，图6中可以看出零点曲线Z1不能完全抵消极点P1，有一些极点不能够被抵消掉，系统仍有不稳定趋势，图中主导极点P1向虚轴移动表明了系统的不稳定趋势。图7为前馈解耦PI电流调节器的波特图，飞轮永磁同步电机额定频率fr＝300Hz，三条曲线表示不同的同步频率fe/fr＝0、1、2，即在fe＝0Hz、300Hz、600Hz时的闭环频率特性。理想电流调节器的幅频、相频特性曲线不应随同步频率改变发生变化，由于耦合项的存在，图中可以看出前馈解耦的幅频和相频特性都与零速时有较大改变，而且根据幅频特性-3dB和相频特性-45°频率不难看出闭环带宽频率逐渐减小，系统响应变慢。电感估计值的准确与否也会影响解耦效果，而且电机在运行时，电感值会发生非线性变化，这更增加了电感值估计得难度。

实际当飞轮储能系统在高速弱磁区反向发电制动时，由于传统前馈解耦PI电流调节器高速区动态性能不理想，id、iq会有一定超调量和振荡调节时间，从而造成PI电流调节器输出的Ud、Uq也有一定的振荡。而负id补偿法弱磁控制原理是根据Ud、Uq值确定负id补偿量，如果Ud、Uq幅值振荡较大，会导致Δid有一定振荡，如图中B点所示，这样会造成id误补偿，并反过来会影响id、iq的指令值，使系统电流有一段的振荡调节时间，如图中A点振荡。体现在id-iq平面上，如图中C点振荡移动至D点，可以看出dq电流有一个较大的振荡调整过程。究其原因，是电流调节器在永磁同步电机的高速弱磁区解耦效果不理想。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的目的是提供一种基于复矢量PI电流调节器的飞轮储能系统及其控制方法，本发明采用复矢量PI电流调节器，消除系统对电路参数的依赖性，增加系统鲁棒性，本发明所采用的复矢量PI电流调节器是利用电机闭环传递函数的零极点对消原理，复矢量电流调节器的零极点能完全抵消，而且不受电感参数等变化的影响，控制性能更加优异。

本发明的目的是采用下述技术方案实现的：

本发明提供一种飞轮储能系统，所述飞轮储能系统包括两个三相电压型PWM变流器、LCL滤波器和直流支撑电容；其改进之处在于，所述两个三相电压型PWM变流器通过直流母线上并联的直流支撑电容相互连接，其中一个三相电压型PWM变流器通过输出LCL滤波器与电网侧连接，另一个三相电压型PWM变流器与永磁同步电机连接，用于对永磁同步电机的定子电枢绕组供电。

进一步地，在两个三相电压型PWM变流器之间设置有泄放回路，用于防止永磁同步电机处于发电状态时，三相电压型PWM变流器出现故障导致直流母线电压泵升，造成直流支撑电容损坏；所述泄放回路由串联的IGBT模块和泄放电阻组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成。

进一步地，所述两个三相电压型PWM变流器均包括三相六桥臂，每个桥臂均由IGBT模块组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成；所述LCL滤波器包括电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r、交流滤波电容C_f和阻尼电阻R_d；所述电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r串联；所述交流滤波电容C_f的三相分别与电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r之间的公共端连接；所述交流滤波电容C_f的三相与阻尼电阻R_d的三相分别对应连接。

进一步地，在电网侧三相电压型PWM变流器连接有预充电回路和主接触器；所述预充电回路与主接触器并联；所述预充电回路由三相接触器-电阻串联支路组成；所述接触器-电阻串联支路由串联的接触器和电阻组成；所述预充电回路用于抑制上电时的电流冲击，其中电阻用于限制预充电电流，避免对飞轮储能系统造成冲击；所述主接触器为三相主接触器，分别对应连接电网侧三相电压型PWM变流器的三相。

进一步地，所述飞轮储能系统包括霍尔传感器以及硬件锁相电路，所述霍尔传感器以及硬件锁相电路均与两个三相电压型PWM变流器连接。

本发明还提供一种飞轮储能系统的控制方法，所述控制方法包括电网侧三相电压型PWM变流器控制策略和电机侧三相电压型PWM变流器控制策略，其改进之处在于，所述控制方法基于复矢量PI电流调节器的控制实现；所述电网侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是直接电流控制中的电网电压定向控制策略；所述电机侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是弱磁控制策略，综合矢量控制中的最大转矩电流比MTPA控制与基于负i_d补偿法弱磁控制。

进一步地，所述电网侧三相电压型PWM变流器控制策略包括下述步骤：

步骤一、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电网侧三相电流i_a1、i_b1、i_c1，电网侧三相电压u_a1、u_b1、u_c1以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时对电网侧三相电压u_a1、u_b1和u_c1进行锁相处理，获得电网侧电压相角θ，并进行坐标变换，将采样得到的电网侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电网侧电流i_d1、i_q1以及电压u_d1、u_q1；同时将电网侧电压相角θ叠加一个控制周期的滞后补偿后作为反变换角度θ_anti；

步骤二、将采样得到的直流侧输出电压U_dc与给定参考电压值U_dc ^*进行比较，将比较结果送入PI电压调节器后得到d轴电流指令值i_d1 ^*；d轴电流指令值i_q1 ^*给定值为0；将d轴电流指令值i_d1 ^*与d轴电流实际值i_d1进行比较，将q轴电流指令值i_q1 ^*与q轴电流实际值i_q1进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤三、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d1，u_q1；

步骤四、利用反变换角度θ_anti对步骤三中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d1和u_q1进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α1和u_β1，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电网侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

进一步地，所述步骤三中，利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d1，u_q1通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。

进一步地，所述电机侧三相电压型PWM变流器控制策略包括下述步骤：

步骤1、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电机侧三相电流i_a2、i_b2、i_c2，电网侧三相电压u_a2、u_b2、u_c2以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时利用编码器获得电机电角度θ_e，并进行坐标变换，将采样得到的电机侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电机侧电流i_d2、i_q2以及电压u_d2、u_q2；

步骤2、将给定电流经过最大转矩电流比MTPA计算后分别得到dq轴电流指令值i_d2 ^*与i_q2 ^*；将计算得到的电机侧电压经过公式计算之后与电压极限u_max比较之后经过PI调节器得到d轴电流补偿值ΔI_d2；将i_d2 ^*与ΔI_d2叠加之后与d轴电流实际值i_d2进行比较，将i_q2 ^*与q轴电流实际值i_q2进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤3、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d2和u_q2；

步骤四、利用编码器获得的电机电角度θ_anti对步骤3中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d2和u_q2进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α2和u_β2，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电机侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

进一步地，利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d2和u_q2通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。

与现有技术比，本发明达到的有益效果是：

本发明提供的基于复矢量PI电流调节器的飞轮储能系统及其控制方法，解决了传统电流调节器所存在的鲁棒性较差问题，采用复矢量PI电流调节器，消除系统对电路参数的依赖性，增加系统鲁棒性。

无论是电网侧三相电压型PWM变流器，还是电机侧三相电压型PWM变流器，在确定的控制策略下，其控制效果均取决于所采用的电流调节器的控制精度以及动态性能。本发明所采用的复矢量电流调节器的核心思想也是电机闭环传递函数的零极点对消原理，复矢量电流调节器的零极点能完全抵消，而且不受电感参数等变化的影响，因此其控制性能更加优异。

附图说明

图1是本发明提供的飞轮储能系统双向电力电子变换器拓扑结构图；

图2是本发明提供的电网侧三相电压型PWM变流器控制算法框图；

图3是本发明提供的电机侧三相电压型PWM变流器控制算法框图；

图4是本发明提供的永磁同步电机电气约束与定子电流矢量轨迹图；

图5是本发明提供的复矢量电流调节器控制框图；

图6是本发明提供的复矢量电流调节器零极点分布图；

图7是本发明提供的前馈解耦PI电流调节器耦合响应示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

本发明提供一种基于复矢量的PI电流调节器的飞轮储能系统，拓扑结构图如图1所示，所述飞轮储能系统包括两个三相电压型PWM变流器、LCL滤波器和直流支撑电容；两个三相电压型PWM变流器通过直流母线上并联的直流支撑电容相互连接，其中一个三相电压型PWM变流器通过输出LCL滤波器与电网侧连接，另一个三相电压型PWM变流器与永磁同步电机连接，为永磁同步电机的定子电枢绕组供电。

在两个三相电压型PWM变流器之间设置有泄放回路，用于防止永磁同步电机处于发电状态时，三相电压型PWM变流器出现故障导致直流母线电压泵升，造成直流支撑电容损坏；所述泄放回路由串联的IGBT模块和泄放电阻组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成。

两个三相电压型PWM变流器均包括三相六桥臂，每个桥臂均由IGBT模块组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成；所述LCL滤波器包括电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r、交流滤波电容C_f和阻尼电阻R_d；所述电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r串联；所述交流滤波电容C_f的三相分别与电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r之间的公共端连接；所述交流滤波电容C_f的三相与阻尼电阻R_d的三相分别对应连接。

在电网侧三相电压型PWM变流器连接有预充电回路和主接触器；所述预充电回路和主接触器并联；所述预充电回路由三相接触器-电阻串联支路组成；所述接触器-电阻串联支路由串联的接触器和电阻组成；所述预充电回路用于抑制上电时的电流冲击，其中电阻用于限制预充电电流，避免对飞轮储能系统造成冲击；所述主接触器为三相主接触器，分别对应连接电网侧三相电压型PWM变流器的三相。

本发明还提供一种基于复矢量的PI电流调节器飞轮储能系统的控制方法，所述控制方法包括电网侧三相电压型PWM变流器控制策略和电机侧三相电压型PWM变流器控制策略，所述控制方法基于复矢量PI电流调节器的控制实现；所述电网侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是直接电流控制中的电网电压定向控制策略；所述电机侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是弱磁控制策略，综合矢量控制中的MTPA控制与基于负i_d补偿法弱磁控制。

如图2中所示，为电网侧三相电压型PWM变流器控制算法框图。电网侧三相电压型PWM变流器控制策略包括：电压外环控制采用了PI控制器，通过对直流侧输出电压U_dc与其给定值U_dc ^*的偏差信号进行PI电压调节，得到电网侧有功电流指令值i_d ^*。在控制过程中，中间直流环节电压的给定值U_dc ^*和其反馈值U_dc进行比较，当U_dc ^*＝U_dc时，误差ΔU_dc＝0，PI调节器保持恒定的输出，这意味着四象限变流器直流侧和交流侧功率平衡；当U_dc ^*>U_dc时，误差ΔU_dc>0，有功电流指令值id*将增加，电网侧变流器的输入电流将增加，即输出更大的功率；反之，当U_dc ^*<U_dc时，误差ΔU_dc<0，有功电流指令值i_d ^*将减少，四象限变流器输入电流将减少，即输出更小的功率。所以PI调节器的输出有功电流指令值i_d ^*反映了所要求的功率的变化。具体包括下述步骤：

步骤一、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电网侧三相电流i_a1、i_b1、i_c1，电网侧三相电压u_a1、u_b1、u_c1以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时对电网侧三相电压u_a1、u_b1和u_c1进行锁相处理，获得电网侧电压相角θ，并进行坐标变换，将采样得到的电网侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电网侧电流i_d1、i_q1以及电压u_d1、u_q1；同时将电网侧电压相角θ叠加一个控制周期的滞后补偿后作为反变换角度θ_anti；

步骤二、将采样得到的直流侧输出电压U_dc与给定参考电压值U_dc ^*进行比较，将比较结果送入PI电压调节器后得到d轴电流指令值i_d1 ^*；d轴电流指令值i_q1 ^*给定值为0；将d轴电流指令值i_d1 ^*与d轴电流实际值i_d1进行比较，将q轴电流指令值i_q1 ^*与q轴电流实际值i_q1进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤三、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d1，u_q1；通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。

步骤四、利用反变换角度θ_anti对步骤三中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d1和u_q1进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α1和u_β1，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电网侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

如图3中所示，为电机侧三相电压型PWM变流器控制算法框图。具体分析如图4所示，电机侧三相电压型PWM变流器控制策略包括：在逆变器供电的永磁同步电机控制系统中，当其直流侧电压不变时，永磁同步电机的运行性能受到逆变器性能的限制，即受到逆变器输出最大线电压值U_lim(图中电压极限圆)、最大相电流值I_lim(图中电流极限圆)的制约。系统启动时，永磁同步电机的定子电流矢量将迅速沿图中曲线I(即MTPA曲线)移动至A点，并且在永磁同步电机的低转速区内持续运行于A点以保持最大转矩输出，此阶段即为运行I区；当永磁同步电机的转速持续升高并进入高转速区后，电压极限圆将会沿着图中虚线所指方向内缩，由于受限于逆变器输出最大电流值，因此此时定子电流矢量将沿图中曲线II(即电流极限圆)所示运动以尽可能地保证转矩输出值最大，此阶段即为运行II区；而当定子电流矢量运行至图中B点后，若此时永磁同步电机转速需要进一步升高，则此时定子电流矢量将按照图中的曲线III(最大转矩/电压曲线MTPV)向C点运动，此阶段即为运行III区，由于本文所设计永磁同步电机的最高转速与所采用的逆变器的电气约束使得电机仅运行于I、II区，因此不再详细讨论III区情况。在运行II区内，随着转速升高，永磁同步电机的转子反电势由永磁体产生而无法调节，电机定子电压会超过逆变器最大输出电压限制。永磁电机的弱磁控制是指当电机定子电压达到逆变器所能够输出的电压极限值时，如果继续升高电机转速，通过增加定子电流中的负向d轴电流分量，减小d轴磁链，使得电机输出电压保持不变，从而实现弱磁扩速。具体包括下述步骤：

步骤1、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电机侧三相电流i_a2、i_b2、i_c2，电网侧三相电压u_a2、u_b2、u_c2以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时利用编码器获得电机电角度θ_e，并进行坐标变换，将采样得到的电机侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电机侧电流i_d2、i_q2以及电压u_d2、u_q2；

步骤2、将给定电流经过最大转矩电流比MTPA计算后分别得到dq轴电流指令值i_d2 ^*与i_q2 ^*；将计算得到的电机侧电压经过公式计算之后与电压极限u_max比较之后经过PI调节器得到d轴电流补偿值ΔI_d2；将i_d2 ^*与ΔI_d2叠加之后与d轴电流实际值i_d2进行比较，将i_q2 ^*与q轴电流实际值i_q2进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤3、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d2和u_q2；通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。

步骤四、利用编码器获得的电机电角度θ_anti对步骤3中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d2和u_q2进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α2和u_β2，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电机侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

复矢量电流调节器的核心思想也是电机闭环传递函数的零极点对消原理，复矢量电流调节器的零极点能完全抵消，而且不受电感参数等变化的影响，因此其控制性能更加优异。

根据图5复矢量电流调节器控制框图，当取(为期望带宽)时，其开环传递函数可化为理想的I型系统，复矢量电流调节器闭环传递函数中不含交叉耦合项，其本质为在传统PI电流调节器的积分项上增加jω_eK_p，从而使其零点变为-K_i/K_p-jω_e，这样选取合适的K_p、K_i就能完全抵消掉电机极点-R_s/L_s-jω_e，如图6所示，其零点Z₁和极点P₁能完全抵消。前馈解耦PI电流调节器和复矢量电流调节器本质上是一致的，都是试图构造一些零点以抵消电机极点-R_s/L_s-jω_e的影响。由图7耦合响应得到，同步频率较高时前馈解耦PI电流调节器交叉耦合加大且有一定畸变，而复矢量电流调节器耦合响应为零，且不随同步频率变化，故复矢量电流调节器有更优性能。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种飞轮储能系统，所述飞轮储能系统包括两个三相电压型PWM变流器、LCL滤波器和直流支撑电容；其特征在于，所述两个三相电压型PWM变流器通过直流母线上并联的直流支撑电容相互连接，其中一个三相电压型PWM变流器通过输出LCL滤波器与电网侧连接，另一个三相电压型PWM变流器与永磁同步电机连接，用于对永磁同步电机的定子电枢绕组供电。

2.如权利要求1所述的飞轮储能系统，其特征在于，在两个三相电压型PWM变流器之间设置有泄放回路，用于防止永磁同步电机处于发电状态时，三相电压型PWM变流器出现故障导致直流母线电压泵升，造成直流支撑电容损坏；所述泄放回路由串联的IGBT模块和泄放电阻组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成。

3.如权利要求1所述的飞轮储能系统，其特征在于，所述两个三相电压型PWM变流器均包括三相六桥臂，每个桥臂均由IGBT模块组成；所述IGBT模块由IGBT器件以及与其反并联的二极管组成；所述LCL滤波器包括电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r、交流滤波电容C_f和阻尼电阻R_d；所述电网侧电感L_g和变流器侧电感L_r串联；所述交流滤波电容C_f的三相分别与电网侧电感L_g和变流器侧电感Lr之间的公共端连接；所述交流滤波电容C_f的三相与阻尼电阻R_d的三相分别对应连接。

4.如权利要求1所述的飞轮储能系统，其特征在于，在电网侧三相电压型PWM变流器连接有预充电回路和主接触器；所述预充电回路与主接触器并联；所述预充电回路由三相接触器-电阻串联支路组成；所述接触器-电阻串联支路由串联的接触器和电阻组成；所述预充电回路用于抑制上电时的电流冲击，其中电阻用于限制预充电电流，避免对飞轮储能系统造成冲击；所述主接触器为三相主接触器，分别对应连接电网侧三相电压型PWM变流器的三相。

5.如权利要求1所述的飞轮储能系统，其特征在于，所述飞轮储能系统包括霍尔传感器以及硬件锁相电路，所述霍尔传感器以及硬件锁相电路均与两个三相电压型PWM变流器连接。

6.一种如权利要求1-5所述的飞轮储能系统的控制方法，所述控制方法包括电网侧三相电压型PWM变流器控制策略和电机侧三相电压型PWM变流器控制策略，其特征在于，所述控制方法基于复矢量PI电流调节器的控制实现；所述电网侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是直接电流控制中的电网电压定向控制策略；所述电机侧三相电压型PWM变流器控制策略采用的是弱磁控制策略，综合矢量控制中的最大转矩电流比MTPA控制与基于负i_d补偿法弱磁控制。

7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述电网侧三相电压型PWM变流器控制策略包括下述步骤：

步骤一、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电网侧三相电流i_a1、i_b1、i_c1，电网侧三相电压u_a1、u_b1、u_c1以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时对电网侧三相电压u_a1、u_b1和u_c1进行锁相处理，获得电网侧电压相角θ，并进行坐标变换，将采样得到的电网侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电网侧电流i_d1、i_q1以及电压u_d1、u_q1；同时将电网侧电压相角θ叠加一个控制周期的滞后补偿后作为反变换角度θ_anti；

步骤二、将采样得到的直流侧输出电压U_dc与给定参考电压值U_dc ^*进行比较，将比较结果送入PI电压调节器后得到d轴电流指令值i_d1 ^*；d轴电流指令值i_q1 ^*给定值为0；将d轴电流指令值i_d1 ^*与d轴电流实际值i_d1进行比较，将q轴电流指令值i_q1 ^*与q轴电流实际值i_q1进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤三、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d1，u_q1；

步骤四、利用反变换角度θ_anti对步骤三中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d1和u_q1进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α1和u_β1，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电网侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述步骤三中，利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d1，u_q1通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。

9.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述电机侧三相电压型PWM变流器控制策略包括下述步骤：

步骤1、通过霍尔传感器以及硬件锁相电路对电机侧三相电流i_a2、i_b2、i_c2，电网侧三相电压u_a2、u_b2、u_c2以及直流侧输出电压U_dc进行采样，并同时利用编码器获得电机电角度θ_e，并进行坐标变换，将采样得到的电机侧三相电流以及电网侧三相电压旋转变换至两相同步旋转坐标系下，得到两相同步旋转坐标系下电机侧电流i_d2、i_q2以及电压u_d2、u_q2；

步骤2、将给定电流经过最大转矩电流比MTPA计算后分别得到dq轴电流指令值i_d2 ^*与i_q2 ^*；将计算得到的电机侧电压经过公式计算之后与电压极限u_max比较之后经过PI调节器得到d轴电流补偿值ΔI_d2；将i_d2 ^*与ΔI_d2叠加之后与d轴电流实际值i_d2进行比较，将i_q2 ^*与q轴电流实际值i_q2进行比较后送入复矢量PI电流调节器中；

步骤3、利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d2和u_q2；

步骤四、利用编码器获得的电机电角度θ_anti对步骤3中得到的两相旋转坐标系下电压指令值u_d2和u_q2进行从两相旋转坐标系旋转至两相静止坐标系的反坐标变换，得到两相旋转坐标系下电压指令值u_α2和u_β2，并送入SVPWM发生器计算并输出六路控制电机侧三相PWM变流器的PWM控制脉冲，对飞轮储能系统与电网间的功率流向及大小进行控制。

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，利用两相同步旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器，分别得到d轴与q轴的电压指令值u_d2和u_q2通过下述表达式实现：

(1)u(k)＝u(k-1)+Δu(k)；(2)Δu(k)＝K_p[e(k)-e(k-1)]+K_iT_same(k)+U_fwdT_sam；(3)U_fwd＝K_p·ω_e·e(k)；

其中，u(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器的输出值，u(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输出值，Δu(k)为当前拍复矢量PI电流调节器输出增量，e(k-1)为上一拍复矢量PI电流调节器输入值，e(k)为当前拍复矢量PI电流调节器的输入误差值，K_p、K_i分别为比例与积分系数，T_sam为飞轮储能系统的采样周期，U_fwd为dq轴解耦项。