CN110768590A - 一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法 - Google Patents

一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法，属于电机控制技术领域。所述系统采用由电流状态观测器、比较器、改进复矢量PI控制器和锁相环组成滑模观测器，电流状态观测器的输入为α和β轴电压、α和β轴反电势估计值和转速估计值，观测出的电流值与检测的电流值求差后，经过改进复矢量PI控制器得到估计的反电势，再输入到锁相环得到转子位置和速度。所述系统及方法提高了观测器的稳定性。

Description

一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估 算系统及方法
技术领域
本发明涉及一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法，属于电机控制技术领域。
背景技术
在低成本及对传感器环境要求高的场合中，无位置传感器控制技术被广泛采用。永磁同步电机的位置估算方法通常分为低速段估算方法和中高速段估算方法两类。观测器通过实时观察与转子角度相关的电机反电势或磁链，从中提取转子角度和速度信息，是中高速段位置和速度估算的常用方法，这些方法包括滑模观测器、龙贝格观测器、自适应观测器、扩展卡尔曼滤波器等。其中，滑模观测器具有结构简单、鲁棒性好等优点，是一种较为常用的位置估算方法。但滑模观测器构建的滑模面切换函数通常为符号函数，导致严重的抖振问题。虽然有很多学者提出了采用饱和函数等方法来抑制抖振，但却无法消除。
发明内容
本发明为了解决永磁同步电机滑模位置观测器存在抖振以及传统估算系统采用低通滤波器带来的相位延迟问题，提出了一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法，具体如下：
一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统，所采取的技术方案如下：
所述系统采用滑模观测器，所述滑模观测器包括电流状态观测器、比较器、改进复矢量PI控制器和锁相环；所述电流状态观测器的信号输出端与所述比较器的信号输入端相连；所述比较器的信号输出端与所述改进复矢量PI控制器的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器的信号输出端与锁相环的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器的反馈信号输出端与所述电流状态观测器的反馈信号输入端相连。电流状态观测器的输入为α、β轴电压、α、β轴反电势估计值和转速估计值，观测出的电流值与检测的电流值求差后，经过改进复矢量PI控制器得到估计的反电势，再输入到锁相环得到转子位置和速度。
进一步地，所述永磁同步电机转子位置和速度估算系统通过所述改进复矢量PI控制器对电流观测值和电流检测值之间的偏差进行调节，所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure BDA0001742910930000011
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure BDA0001742910930000012
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
所述改进复矢量PI控制器是对如下传统复矢量PI控制器的改进：
Figure BDA0001742910930000021
进一步地，所述改进复矢量PI控制器通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
Figure BDA0001742910930000022
其中，
Figure BDA0001742910930000023
分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，
Figure BDA0001742910930000024
分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法，所采取的技术方案如下：
所述永磁同步电机转子位置和速度估算方法包括：
步骤一：永磁同步电机的α和β轴的电压输入到电流状态观测器中，通过所述电流状态观测器处理获得α和β轴的电流观测值
Figure BDA0001742910930000025
步骤二：所述α和β轴的电流观测值
Figure BDA0001742910930000026
输入至比较器，在比较器中通过将α和β轴的电流观测值与将α和β轴的α和β轴电流检测值iα、iβ进行比较，获得α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ；
步骤三：将所述α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ输入到改进复矢量PI控制器中；使所述电流偏差Δiα、Δiβ与改进复矢量PI控制器相乘，并代入电机转子角频率
Figure BDA0001742910930000028
进而获得α和β轴的反电势估计值
步骤四：将所述α和β轴的反电势估计值
Figure BDA00017429109300000210
输入至锁相环中，通过锁相环处理获得磁同步电机转子位置估算值和速度估算值。
进一步地，所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure BDA00017429109300000211
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure BDA0001742910930000031
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
所述改进复矢量PI控制器是对如下传统复矢量PI控制器的改进：
进一步地，所述改进复矢量PI控制器通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
其中，
Figure BDA0001742910930000034
分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，
Figure BDA0001742910930000035
分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
本发明有益效果：
本发明提出的一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法通过在传统滑模观测器的基础上，将传统滑模观测器中的切换函数和低通滤波器由改进后的复矢量PI控制器来取代，达到消除抖振和相位延迟的目的。本发明提出的一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统及方法省去了低通滤波器，避免了低通滤波带来的相位延迟，提高了永磁同步电机位置和速度估算的精度。与传统PI控制器相比，复矢量PI控制器相当于在PI控制器
Figure BDA0001742910930000036
的基础上，将中心频率右移
Figure BDA0001742910930000037
使得复矢量PI控制器在中心频率
Figure BDA0001742910930000038
处的增益为无穷大，相移为零，因此实现对频率为
Figure BDA0001742910930000039
的信号的无静差控制；但存在参数不易选取，稳定性差等问题。本发明设计的改进后的复矢量PI控制器在传统复矢量PI控制器的基础上增加了控制器带宽，适应于转速的波动，提高了观测器的稳定性。
附图说明
图1为本发明改进滑模观测器的结构图。
图2为传统滑模观测器的结构图。
图3为传统复矢量PI控制器的频率特性。
图4为本发明的改进复矢量PI控制器的频率特性。
图5为本发明的改进复矢量PI控制器的结构图。
图6为本发明所述锁相环的结构图。
图7为采用传统滑模观测器的永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。
图8为滑模观测器切换函数采用传统复矢量PI控制器代替后永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。
图9为本发明改进滑模观测器的永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步说明，但本发明不受实施例的限制。
实施例1：
一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统，如图1所示，所采取的技术方案如下：
所述系统采用滑模观测器，所述滑模观测器包括电流状态观测器1、比较器2、改进复矢量PI控制器3和锁相环4；所述电流状态观测器1的信号输出端与所述比较器2的信号输入端相连；所述比较器2的信号输出端与所述改进复矢量PI控制器3的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器3的信号输出端与锁相环4的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器3的反馈信号输出端与所述电流状态观测器1的反馈信号输入端相连。电流状态观测器1的输入为α、β轴电压、α、β轴反电势估计值和转速估计值，观测出的电流值与检测的电流值求差后，经过改进复矢量PI控制器3得到估计的反电势，再输入到锁相环4得到转子位置和速度。
所述永磁同步电机转子位置和速度估算系统在传统滑模观测器(如图2所示)的基础上，将切换函数5和低通滤波器6由改进复矢量PI控制器3取代，并通过所述改进复矢量PI控制器3对电流观测值和电流检测值之间的偏差进行调节，改进后的复矢量PI控制器的结构如图5所示，所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure BDA0001742910930000041
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure BDA0001742910930000042
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
传统复矢量PI控制器的形式为：
Figure BDA0001742910930000043
图3为传统复矢量PI控制器的频率特性。传统复矢量PI控制器相当于在PI控制器
Figure BDA0001742910930000044
的基础上，将中心频率右移使得复矢量PI控制器在中心频率处的增益为无穷大，相移为零，因此可以实现对频率为
Figure BDA0001742910930000051
的信号的无静差控制。但由于其增益仅仅集中在
Figure BDA0001742910930000052
一个频率点上，当实际系统中的转速估算出现偏差或波动时，传统复矢量PI控制器就不能为电流误差Δiα、Δiβ提供较大的增益，将导致反电势估算值出现畸变。
图4为改进后的复矢量PI控制器的频率特性，改进后的复矢量PI控制器是在传统复矢量PI控制器中的积分项分母中加入带宽频率ωc，从而增加了控制器的带宽，使得控制器在中心频率
Figure BDA0001742910930000053
附近均具有较大的增益，当转速估算值出现偏差时仍能够保障观测器的稳定。
改进后的复矢量PI控制器的原理是将电流偏差Δiα、Δiβ与改进复矢量PI控制器相乘，并代入通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
Figure BDA0001742910930000055
其中，
Figure BDA0001742910930000056
分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
图7为传统滑模观测器的永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。
图8为滑模观测器切换函数采用传统复矢量PI控制器代替后永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。与传统滑模观测器相比，采用传统复矢量PI控制器后，位置观测值的相移减小，但估算转速仍然存在较大波动和误差。
图9为本发明的采用改进滑模观测器的永磁同步电机反电势观测值、位置和速度观测值及位置和速度观测误差。可以看出，与传统滑模观测器及传统复矢量PI滑模观测器相比，采用本发明的改进复矢量PI控制器后，反电势观测值抖振降低，位置观测值相移明显减小，转速和位置估算误差均减小，转速波动明显降低，系统的位置和速度估算精度得到提高。
实施例2
一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法，所述永磁同步电机转子位置和速度估算方法包括：
步骤一：永磁同步电机的α和β轴的电压输入到电流状态观测器中，通过所述电流状态观测器处理获得α和β轴的电流观测值
步骤二：所述α和β轴的电流观测值
Figure BDA0001742910930000059
输入至比较器，在比较器中通过将α和β轴的电流观测值
Figure BDA0001742910930000061
与将α和β轴的α和β轴电流检测值iα、iβ进行比较，获得α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ；
步骤三：将所述α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ输入到改进复矢量PI控制器中；使所述电流偏差Δiα、Δiβ与改进复矢量PI控制器相乘，并代入电机转子角频率
Figure BDA0001742910930000062
进而获得α和β轴的反电势估计值
Figure BDA0001742910930000063
步骤四：将所述α和β轴的反电势估计值输入至锁相环中，通过锁相环处理获得磁同步电机转子位置估算值和速度估算值。
所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure BDA0001742910930000065
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure BDA0001742910930000066
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
所述改进复矢量PI控制器是对如下传统复矢量PI控制器的改进：
所述改进复矢量PI控制器通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
Figure BDA0001742910930000068
其中，
Figure BDA0001742910930000069
分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，
Figure BDA00017429109300000610
分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
改进复矢量PI控制器的比例系数Kp对于电流偏差在任意频率下均提供恒定增益，因此可以加快系统的动态响应；积分系数Ki保证了改进复矢量PI控制器在中心频率附近，当转速估算值存在误差时仍能够提供较大增益，有助于改善观测器的动态响应。比例系数Kp和积分系数Ki可以通过仿真或试凑的方法获得。
虽然本发明已以较佳的实施例公开如上，但其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术的人，在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做各种改动和修饰，因此本发明的保护范围应该以权利要求书所界定的为准。

Claims (6)

1.一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算系统，其特征在于，所述系统采用滑模观测器，所述滑模观测器包括电流状态观测器、比较器、改进复矢量PI控制器和锁相环；所述电流状态观测器的信号输出端与所述比较器的信号输入端相连；所述比较器的信号输出端与所述改进复矢量PI控制器的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器的信号输出端与锁相环的信号输入端相连；所述改进复矢量PI控制器的反馈信号输出端与所述电流状态观测器的反馈信号输入端相连。
2.根据权利要求1所述永磁同步电机转子位置和速度估算系统，其特征在于，所述永磁同步电机转子位置和速度估算系统通过所述改进复矢量PI控制器对电流观测值和电流检测值之间的偏差进行调节，所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure FDA0001742910920000011
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure FDA0001742910920000012
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
3.根据权利要求1所述永磁同步电机转子位置和速度估算系统，其特征在于，所述改进复矢量PI控制器通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
Figure FDA0001742910920000013
其中，
Figure FDA0001742910920000014
分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，
Figure FDA0001742910920000016
Figure FDA0001742910920000017
分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
4.一种采用改进滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法，其特征在于，所述永磁同步电机转子位置和速度估算方法包括：
步骤一：永磁同步电机的α和β轴的电压输入到电流状态观测器中，通过所述电流状态观测器处理获得α和β轴的电流观测值
Figure FDA0001742910920000018
步骤二：所述α和β轴的电流观测值
Figure FDA0001742910920000019
输入至比较器，在比较器中通过将α和β轴的电流观测值
Figure FDA00017429109200000110
与将α和β轴的α和β轴电流检测值iα、iβ进行比较，获得α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ；
步骤三：将所述α和β轴电流偏差Δiα、Δiβ输入到改进复矢量PI控制器中；使所述电流偏差Δiα、Δiβ与改进复矢量PI控制器相乘，并代入电机转子角频率进而获得α和β轴的反电势估计值
Figure FDA0001742910920000021
步骤四：将所述α和β轴的反电势估计值
Figure FDA0001742910920000022
输入至锁相环中，通过锁相环处理获得磁同步电机转子位置估算值和速度估算值。
5.根据权利要求4所述永磁同步电机转子位置和速度估算方法，其特征在于，所述改进复矢量PI控制器的形式如下：
Figure FDA0001742910920000023
其中，Kp、Ki分别为改进复矢量PI控制器的比例系数和积分系数；s为拉普拉斯算子；
Figure FDA0001742910920000024
为电机转子角频率，所述电机转子角频率由锁相环输出；ωc为带宽频率；j为虚数单位。
6.根据权利要求4所述永磁同步电机转子位置和速度估算方法，其特征在于，所述改进复矢量PI控制器通过估计值模型获得α和β轴的反电势估计值，所述估计值模型为：
Figure FDA0001742910920000025
其中，分别为α和β轴的反电势估计值；Δiα、Δiβ分别为α和β轴电流偏差，
Figure FDA0001742910920000027
Figure FDA0001742910920000028
Figure FDA0001742910920000029
分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值。
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