CN103944240B - 总线式电池组均衡电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种总线式电池组均衡电路，包括：N节电池，每节电池连接与之相对应的均衡电路，所述均衡电路连接控制器，所述每一节电池分别连接一个均衡电路，所述每个均衡电路连接一个控制器，所述电池和均衡电路一一对应，所述均衡电路和控制器一一对应，所述控制器根据电池组的能量信息对均衡电路进行控制，实现该模块电池与能量传输总线的能量双向流动，实现电池储能的均衡，所述N个控制器并联到数据总线，所述N节电池并联能量传递总线，所述N大于等于2。

Description

总线式电池组均衡电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及自动化控制领域，尤其涉及一种总线式电池组均衡电路及其控制方法。

背景技术

锂离子电池的高能量密度、无记忆效应、单节循环周期长等特点，使其具有较好的便携性，是目前最具发展前景的动力电池。锂离子电池的这些特性使其成为电(混)动汽车、航天器及宇宙空间站、可再生能源系统理想的能量存储介质。但由于制造工艺的限制，锂离子电池电压仅为3.0V-4.2V左右。为了构成高电压能量存储与供应装置，必须将多个锂离子电池串联构成电池组进行工作。对于组成锂离子电池组的锂离子电池单体，由于容量、内阻、以及使用条件及环境的变化，就会造成锂离子电池单体端电压不一致。正是由于单个电池的特性总存在差异，在充(放)电过程中容易造成部分锂离子电池单体过(欠)压，从而导致有的电池已经完全满充(放尽)而有的电池则还没有充满(放尽)。这就会严重影响电池的使用寿命，进而对锂离子电池组的整体使用和寿命造成不利影响，使得电池组性能达不到单电池原有水平,导致其使用寿命将会缩短数倍甚至十几倍。为了延长电池组的使用寿命，必须使所有的电池均保持在同样的充放电深度。因此，需要建立锂离子电池组能量均衡系统，对串联锂离子电池组中各个单体锂离子电池的能量进行均衡管理，充分发挥电池组中各单体电池的能力，延长电池组整体使用寿命。

目前，大量国内外学者正针对锂离子电池组能量均衡问题开展研究。锂离子电池组能量均衡系统主要采用有损均衡和无损均衡两种方式。有损均衡是能量耗散型方式，结构简单，已日趋成熟，但其多余的能量全部消耗在电阻上，效率低。无损均衡是非能量耗散型方式，这种方式采用电路转移能量实现均衡，其均衡效率高，但结构复杂，控制难度大。

发明内容

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种总线式电池组均衡电路及其控制方法。

为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种总线式电池组均衡电路，其关键在于，包括：N节电池，每节电池连接与之相对应的均衡电路，所述均衡电路连接控制器，所述每一节电池分别连接一个均衡电路，所述每个均衡电路连接一个控制器，所述电池和均衡电路一一对应，所述均衡电路和控制器一一对应，所述控制器根据电池组的能量信息对均衡电路进行控制，实现该模块电池与能量传输总线的能量双向流动，实现电池储能的均衡，所述N个控制器并联到数据总线，所述N节电池并联能量传递总线，所述N大于等于2。

上述技术方案的有益效果为：均衡网络结构中，每个电池对应一个均衡电路。均衡电路可实现能量的双向流动，即单个电池的能量可由均衡电路输出到总线，也可将总线上的能量反馈到电池。采用这样的均衡方式，不但可以实现不同物理位置的两个电池之间，点对点的能量交换，还可以实现多个电池之间，多对一的能量交换。这将有利于提高电池组整体能量均衡效率和均衡速度。双向隔离型均衡电路的使用，不但能够实现能量的双向传输，而且保证了能量均衡总线侧(的多电路模块互连，而不会影响电池侧的正常工作。该方案提供了更加灵活的能量流路径，在物理位置相对较远的电池之间进行能量传输时，相比已有技术方案，效率更高，速度更快，将更有利于大功率快速充放电储能系统，如电动汽车的动力电池。

无损均衡结构，均衡效率高。上述方案提出的是一种无损均衡(非能量耗散型)结构。电池组中各个单体电池通过自身配备双向无损均衡电路，连接到能量总线，并通过总线完成电池与电池间的能量转移，以实现电池组能量均衡。相比已商用的有损均衡结构，上述方案效率更高。

易于模块化。每个电池配备一个结构相同的均衡电路。均衡电路可实现能量双向流动，即既能够将电池能量传输到总线，也可以从总线获取能量，给电池充电。各个模块结构、功能、性能指标等完全相同，相互独立。在改变电池组中单体电池数量后，只需对应增加均衡电路和程序，而不用修改原有电路参数和结构。相比开关电容非耗散型均衡电路、变压器的非耗散型均衡电路，更易于模块化。在改变电池组中单体电池数量后，开关电容和变压器的非耗散型均衡电路方案均需要修改电路结构和参数。

能量转移方式灵活。电池之间的能量转移可以实现一对一、一对多、多对一、多对多等任意方式。相比基于电感的非耗散型均衡电路、基于电容和电感的非耗散型均衡电路方法，能量转移方式更加灵活。基于电感、电容和电感的非耗散型均衡电路，采用的级联式能量转移方法，只能实现相邻电池之间能量转移。例如，物理位置相距较远的两块电池需要转移能量，则被转移能量需要流经这两块电池之间的所有电池及均衡电路。这样势必造成能量损耗大，均衡速度慢的问题。

便于对转移能量的控制。根据系统的能量均衡目的，均衡控制器可以利用数据总线进行电池能量信息的相互交换。各个电池单体自身配置的均衡控制器，可采用分布式均衡控制方法对各电池单体能量的输入或输出进行控制。电池组均衡的总体控制任务，分解到单个控制器，即总体控制任务分摊的各个均衡控制器执行，降低了控制器设计难度。

所述的总线式电池组均衡电路，优选的，所述控制器包括：外环控制器、占比PI调节器，所述外环控制器输入为各电池电量信息，输出连接占比PI调节器，所述占比PI调节器输出作用于均衡电路。

上述技术方案的有益效果为：所述外环控制器为电池组均衡控制，能够更好地控制电池组的均衡工作。

所述的总线式电池组均衡电路，优选的，所述外环控制器为设定i模块期望功率与x有下述关系：

$p_i^{*}\left(k\right)=\frac{1}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}(x_i\left(k\right)-x_j\left(k\right)),$

式中n为电池组中电池的节数；α为的调节因子，α越大，对于x越敏感，调节因子α会受到均衡电路参数和工作频率的限制；在有正负之分，表示均衡的方向，为正表示该电池对外输出能量，为负表示该电池从总线上获得能量。

上述技术方案的有益效果为：功率p_i可以通过调节MOSFET的占空比，使其跟踪上期望功率所以需要设计另一个内环控制，实现对均衡模块电路的功率调节。

所述的总线式电池组均衡电路，优选的，所述占比PI调节器的调节方法为：

$D_i\left(k\right)=\frac{K_P(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))}{100}+\frac{\mathrm{\Σ}{K}_I(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))T}{100}+D_0$

式中，K_P为控制器的比例系数，K_I为积分系数，D₀为D_i的初始值，为期望功率，p_i为输出功率，k为赋值函数。

上述技术方案的有益效果为：占比PI控制器为均衡电路的输出功率控制，能够实现功率的跟踪。

本发明还公开一种总线式电池组均衡电路控制方法，其关键在于，包括如下步骤：

步骤1，控制器检测电池的能量状态，设定期望值，并通过数据传输总线发布所述控制器所连接电池的能量信息；

步骤2，均衡电路中，控制器根据电池组的能量信息以及期望值对均衡电路进行控制，实现该模块电池与能量传输总线的能量双向流动，实现电池储能的均衡。

上述技术方案的有益效果为：不仅实现了均衡系统的模块化设计，易于电池组扩展，而且可以大大减少均衡时间，提高均衡速度。对提出的总线式均衡系统结构进行了建模，将均衡网络的电池均衡问题转化为智能体一致性问题，并设计了分布式控制器。

所述的总线式电池组均衡电路控制方法，优选的，所述步骤2包括：

由所述控制器的占比PI调节器对双向反激变换器的输出功率进行调节。

上述技术方案的有益效果为：占比PI控制器能够实现功率的跟踪。

所述的总线式电池组均衡电路控制方法，其特征在于，所述步骤1中设定期望值的步骤包括：

所述控制器的外环控制器令i的期望功率与x有下述关系：

$p_i^{*}\left(k\right)=\frac{1}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}(x_i\left(k\right)-x_j\left(k\right));$

式中n为锂离子电池组中电池的节数；α为的调节因子，α越大，对于x越敏感，调节因子α会受到均衡电路参数和工作频率的限制；在有正负之分，它表示均衡的方向，为正表示该电池对外输出能量，为负表示该电池从总线上获得能量。

上述技术方案的有益效果为：无损均衡结构，均衡效率高。上述方案提出的是一种无损均衡(非能量耗散型)结构。电池组中各个单体电池通过自身配备双向无损均衡电路，连接到能量总线，并通过总线完成电池与电池间的能量转移，以实现电池组能量均衡。相比已商用的有损均衡结构，上述方案效率更高。

所述的总线式电池组均衡电路控制方法，优选的，还包括：

所述控制器的占比PI调节器对双向反激变换器的输出功率进行调节，使其满足外环均衡控制的要求，控制表示为：

$D_i\left(k\right)=\frac{K_P(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))}{100}+\frac{\mathrm{\Σ}{K}_I(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))T}{100}+D_0$

式中，K_P为控制器的比例系数，K_I为积分系数，D₀为D_i的初始值。

上述技术方案的有益效果为：内环控制器对双向flyback变换器的输出功率进行调节，使其满足外环均衡控制的要求。

所述的总线式电池组均衡电路控制方法，优选的，所述双向反激变换器的工作过程包括：电流断续模式、电流临界连续模式、电流连续模式，

在变压器在原副边切换工作时不存在损耗的情况下，在切换时有原副边电流计算为：

$\frac{1}{2}{L}_1{i_1}^2=\frac{1}{2}{L}_2{i_2}^2,$

所以副边电流折算到原边由以下公式表示：

$i_1=\sqrt{\frac{L_2}{L_1}{i}_2},$

利用电磁学推导有变压器原副边的等效电感与匝数比的关系有：

$\frac{i_1}{i_2}=\frac{n_1^2}{n_2^2},$

则将 $i_1=\sqrt{\frac{L_2}{L_1}{i}_2}$ 式化为：

$i_1=\frac{n_2}{n_1}{i}_2,$

定义函数sgn(x)：

$\mathrm{sgn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& x\≤0\\ 1& x>0\end{array}\right.,$

将各均衡模块的占空比记为D_i，用u_i表示电池电压，在正常工作区间内，电压变化较小，可以把它近似看作恒定，即u_i(k+1)＝u_i(k)＝u_i；I_i(k)表示第k次均衡时变压器原边的初始电流，且有I_i(0)＝0，对于变压器储能阶段，电流连续模式和电流断续模式均有电流上升幅度：

i为第i节电池的序号，1表示第一阶段；

在变压器放能阶段，设能量均衡总线的电压为u₀，电流连续模式下折算到原边的电流下降幅值为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_{i2}\left(k\right)=\frac{n_2}{n_1}\frac{u_0}{L_2}(1-D_i\left(k\right))T\\ =\frac{n_1}{n_2}\frac{u_0}{L_1}(1-D_i\left(k\right))T\end{array},$

在电流断续模式时，由于需要将能量完全释放完，所以有：

Δ_i2(k)＝I_i(k)+Δ_i1(k)，

一个均衡周期内有：I_i(k+1)＝I_i(k)+Δ_i1(k)-Δ_i2(k)，

I_i在电流断续模式下为零，在电流连续模式下为正，I_i可表示为：

I_i(0)＝0，

电池实际输出功率p_i与占空比D_i和原边初始电流I_i的关系为：

$p_i\left(k\right)=\frac{u_i{\left(k\right)}^2}{{2L}_1}{D}_i{\left(k\right)}^{2}T+I_i\left(k\right)u_i{D}_i\left(k\right).$

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

均衡网络结构中，每个电池对应一个均衡电路。均衡电路可实现能量的双向流动，即单个电池的能量可由均衡电路输出到总线，也可将总线上的能量反馈到电池。采用这样的均衡方式，不但可以实现不同物理位置的两个电池之间，点对点的能量交换，还可以实现多个电池之间，多对一的能量交换。这将有利于提高电池组整体能量均衡效率和均衡速度。双向隔离型均衡电路的使用，不但能够实现能量的双向传输，而且保证了能量均衡总线侧(图9中均衡电路右侧)的多电路模块互连，而不会影响电池侧(图9中均衡电路左侧)的正常工作。该方案提供了更加灵活的能量流路径，在物理位置相对较远的电池之间进行能量传输时，相比已有技术方案，效率更高，速度更快，将更有利于大功率快速充放电储能系统，如电动汽车的动力电池。

无损均衡结构，均衡效率高。上述方案提出的是一种无损均衡(非能量耗散型)结构。电池组中各个单体电池通过自身配备双向无损均衡电路，连接到能量总线，并通过总线完成电池与电池间的能量转移，以实现电池组能量均衡。相比已商用的有损均衡结构，上述方案效率更高。

易于模块化。每个电池配备一个结构相同的均衡电路。均衡电路可实现能量双向流动，即既能够将电池能量传输到总线，也可以从总线获取能量，给电池充电。各个模块结构、功能、性能指标等完全相同，相互独立。在改变电池组中单体电池数量后，只需对应增加均衡电路和程序，而不用修改原有电路参数和结构。相比开关电容非耗散型均衡电路、变压器的非耗散型均衡电路，更易于模块化。在改变电池组中单体电池数量后，开关电容和变压器的非耗散型均衡电路方案均需要修改电路结构和参数。

能量转移方式灵活。电池之间的能量转移可以实现一对一、一对多、多对一、多对多等任意方式。相比基于电感的非耗散型均衡电路、基于电容和电感的非耗散型均衡电路方法，能量转移方式更加灵活。基于电感、电容和电感的非耗散型均衡电路，采用的级联式能量转移方法，只能实现相邻电池之间能量转移。例如，物理位置相距较远的两块电池需要转移能量，则被转移能量需要流经这两块电池之间的所有电池及均衡电路。这样势必造成能量损耗大，均衡速度慢的问题。

便于对转移能量的控制。根据系统的能量均衡目的，均衡控制器可以利用数据总线进行电池能量信息的相互交换。各个电池单体自身配置的均衡控制器，可采用分布式均衡控制方法对各电池单体能量的输入或输出进行控制。电池组均衡的总体控制任务，分解到单个控制器，即总体控制任务分摊的各个均衡控制器执行，降低了控制器设计难度。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1是本发明总线式电池组均衡电路的电池组均衡网络；

图2是本发明总线式电池组均衡电路的双向反激变换器均衡电路；

图3是本发明总线式电池组均衡电路的系统反馈控制框图；

图4(a)是本发明总线式电池组均衡电路的电流断续模式(DCM)；

图4(b)是本发明总线式电池组均衡电路的电流临界连续模式；

图4(c)是本发明总线式电池组均衡电路的电流连续模式(CCM)；

图5是本发明总线式电池组均衡电路的RCD箝位双向flyback电路；

图6是本发明总线式电池组均衡电路的电池组静止时电池电量变化曲线；

图7是本发明总线式电池组均衡电路的电池组放电时电池电量变化曲线；

图8是本发明总线式电池组均衡电路的电池组充电时电池电量变化曲线；

图9是本发明总线式电池组均衡电路的示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

本发明提出一种新型的电池组总线式均衡拓扑结构，电池组通过内部能量均衡总线实现能量的相互交换，从而达到电池组的快速均衡。这种结构实现了电池组的模块设计。当改变电池单体数量后，无需重新设计均衡模块电路，提高了系统扩展的灵活性。

电池组中各个电池单体，以均衡模块电路接入能量传输总线，以通信网络实现信息交换，形成多智能体分布式系统结构，将电池组动态均衡问题转化多智能体一致性问题。本文将以双向反激变换器为例，设计均衡模块电路和分布式均衡控制算法。通过仿真，验证了总线式均衡拓扑结构和均衡模块电路，以及分布式均衡控制方法。

均衡网络及其电路

图1为本发明提出的总线式锂离子电池组均衡网络。它包括能量传输总线和数据传输总线。能量传输总线实现电池组能量的相互转移，并独立于电池组的供电回路，因此，内部的能量均衡和电池组的使用可以各自独立运行。数据传输总线实现各个均衡电路控制器的相互通信。

在均衡网络中，每一节电池以及与之对应一个均衡电路和一个控制器，共同构成一个均衡模块。电池通过均衡电路与能量传输总线连接，可实现能量的输入和输出，例如图1中B₁和B₂正将能量转移到B₃和B_n。每个控制器均连接到数据传输总线，可实现与其它控制器的信息交换，并可根据网络中其它电池的能量信息对均衡电路进行能量的控制，以实现动态均衡。

在工作时，控制器检测电池的能量状态，并通过数据传输总线发布本节点电池能量信息。均衡模块中，控制器根据电池组的信息对均衡电路进行控制，实现该模块电池与能量传输总线的能量双向流动。

该均衡网络的最大优点在于对电池组的扩展十分便捷，只需要将一个均衡模块挂接在能量传输总线和数据总线上，并将电池串联入电池组中即可，不用改变均衡模块中任何器件参数；此外，任意电池的能量交换只需要经过两次均衡电路。这样不仅可以降低能量损耗，而且可以大大减少了均衡时间，对于工作在大电流条件下的电池组的均衡效果尤为明显。

均衡模块电路(EqualizationModuleCircuit)

其中，均衡网络的隔离式均衡电路，其关键在于，包括第一电感、第四电感、第一a电容、第一b电容、第二电容、第一功率开关、第二功率开关；

所述第一电感一端连接电源正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，所述第一功率开关源极连接电源负极，所述第一功率开关源极还连接第一b电容一端，所述第一b电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二电容一端，所述第二电容另一端连接第一a电容另一端，所述第二电容另一端还连接第二功率开关源极，所述第二功率开关漏极连接第一b电容另一端。

所述均衡网络的隔离式均衡电路，优选的，还包括：第一二极管和第二二极管；所述第一二极管正极连接第一功率开关漏极，所述第一二极管负极连接第一功率开关源极，所述第二二极管正极连接第二功率开关漏极，所述第二二极管负极连接第二二极管源极。

所述均衡网络的隔离式均衡电路，优选的，还包括：第二电感，

所述第二电感一端连接电源负极，所述第二电感另一端连接第一功率开关源极。

所述均衡网络的隔离式均衡电路，优选的，还包括：第三电感，

所述第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第三电容另一端。

均衡控制器设计(EqualizationControllerDesign)

电池组均衡分布式模型(TheDistributedModeofEqualizationNetwork)

为了便于分析，假设：

主边侧MOSFET关断时，主边电流立即降为零，副边电流立即达到最大值；

电感两边绕组的比值为n₁：n₂，漏感为零，在整个工作过程中，且磁芯不饱和，在两个阶段的电感，感值分别为L₁和L₂。

均衡网络中，各个均衡模块相互独立，可以看作是一种分布式的网络结构，而每个均衡模块可以看作为一个网络节点。因此，电池组能量的动态均衡问题，可以看作多智能体的一致性问题。将各节锂离子电池电量记作x_i(i＝1,2,3...n)，每节电池对应的实际输入或输出功率记作pi，将系统离散化后可得：

x_i(k+1)＝x_i(k)+p_i(k)T(1)(x表示锂电池电量、k表示第k个均衡开关周期，T表示周期。)

分布式均衡控制器设计(DistributedControllerDesign)

本发明对均衡网络采取双闭环控制，其控制框图如图3所示。内环控制器为均衡电路的输出功率控制。外环控制器为电池组均衡控制。由于均衡电路的输出功率调节时间远小于电池能量变化时间，所以功率调节的过渡过程可以忽略。

外环控制器

针对(1)式一阶离散模型的多智能体一致性问题，提出一种控制策略，该策略令i模块期望功率与x有下述关系：

$p_i^{*}\left(k\right)=\frac{1}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}(x_i\left(k\right)-x_j\left(k\right))---\left(2\right)$

式中n为锂离子电池组中电池的节数；α为的调节因子，α越大，对于x越敏感，调节因子α会受到均衡电路参数和工作频率的限制；在有正负之分，它表示均衡的方向，为正表示该电池对外输出能量，为负表示该电池从总线上获得能量，而且(2)式还表明能量过多的电池会提供更大的输出功率，以更快的转移其过多的能量。

在实际控制中，功率p_i可以通过调节MOSFET的占空比，使其跟踪上期望功率所以需要设计另一个内环控制，实现对均衡模块电路的功率调节。Flyback模型(FlybackMode)

Flyback工作时根据电流分为三种工作模式：电流断续模式(DCM)、电流临界连续模式、电流连续模式(CCM)。该三种模式在假设2、3下，其原副边电流变化如图4所示，其中电流临界连续模式可以归于DCM和CCM的特殊情况。

变压器在工作的两个阶段均可等效为电感，根据假设1，变压器在原副边切换工作时不存在损耗，故在切换时有原副边电流关系：

$\frac{1}{2}{L}_1{i_1}^2=\frac{1}{2}{L}_2{i_2}^2---\left(3\right)$

所以副边电流折算到原边可以由以下公式表示：

$i_1=\sqrt{\frac{L_2}{L_1}{i}_2}---\left(4\right)$

利用电磁学推导有变压器原副边的等效电感与匝数比的关系有：

$\frac{i_1}{i_2}=\frac{n_1^2}{n_2^2}---\left(5\right)$

则可以将(4)式化为：

$i_1=\frac{n_2}{n_1}{i}_2---\left(6\right)$

定义函数sgn(x)：

$\mathrm{sgn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& x\≤0\\ 1& x>0\end{array}\right.---\left(7\right)$

为分析方便，本发明只分析能量到总线这一均衡方向，将各均衡模块的占空比记为D_i，用u_i表示电池电压，在正常工作区间内，电压变化较小，可以把它近似看作恒定，即u_i(k+1)＝u_i(k)＝u_i；I_i(k)表示第k次均衡时变压器原边的初始电流，且有I_i(0)＝0，对于变压器储能阶段，CCM和DCM模式下均有电流上升幅度：

(8)(i指电池组中电池序号，1代表第一阶段)

在变压器放能阶段，设能量均衡总线的电压为u₀，CCM模式下折算到原边的电流下降幅值为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_{i2}\left(k\right)=\frac{n_2}{n_1}\frac{u_0}{L_2}(1-D_i\left(k\right))T\\ =\frac{n_1}{n_2}\frac{u_0}{L_1}(1-D_i\left(k\right))T\end{array}---\left(9\right)$

在DCM模式时，由于需要将能量完全释放完，所以有：

Δ_i2(k)＝I_i(k)+Δ_i1(k)(10)

一个均衡周期内有：I_i(k+1)＝I_i(k)+Δ_i1(k)-Δ_i2(k)(11)

从图4可以看出I_i在DCM模式下为零，在CCM模式下为正，I_i可表示为：

I_i(0)＝0(12)

电池实际输出功率p_i与占空比D_i和原边初始电流I_i的关系为：

$p_i\left(k\right)=\frac{u_i{\left(k\right)}^2}{{2L}_1}{D}_i{\left(k\right)}^{2}T+I_i\left(k\right)u_i{D}_i\left(k\right)---\left(13\right)$

能量从总线到电池方向有相似工作过程。

内环控制器设计(InnerControllerDesign)

内环控制器对双向flyback变换器的输出功率进行调节，使其满足外环均衡控制的要求。本文采用PI控制器对双向flyback变换器，控制作用可表示为：

$D_i\left(k\right)=\frac{K_P(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))}{100}+\frac{\mathrm{\Σ}{K}_I(p_i^{*}\left(k\right)-p_i\left(k\right))T}{100}+D_0---\left(14\right)$

式中，K_P为控制器的比例系数，K_I为积分系数，D₀为D_i的初始值，保证初始阶段的均衡速度。

仿真验证(Simulation)

由于变压器必然存在漏感，因而在flyback电路中必须加入电压箝位电路，以免MOSFET关断时，漏感续流在MOS管两端产生大电压烧坏器件，本文采用最常用的RCD(二极管、电阻、电容)削峰电路，加入RCD电路后的双向flyback电路如图5所示。

电池组均衡网络仿真模型中，设置均衡周期为T＝1×10^-4s，变压器匝数比n₁:n₂＝1:1，主副边磁化电感为L_m＝2×10^-5H，漏感为L_r＝1×10^-7H，RCD箝位电路R₁＝R₂＝1kΩ，C₁＝C₂＝2×10^-6F，总线上的滤波电容C₀＝3.3×10^-4F，均衡网络由五个均衡模块组成，电池的初始电量(％)分别为75、74、73、72、71，其标称容量为0.1Ah，标称电压为3.7V；外环控制器的调节因子α＝100，为防止太大时均衡电流过大烧坏开关管，太小时均衡电流较小影响均衡速度以及效率，对进行限幅，令取占空比PI调节器K_P＝0.1，K_I＝12，D₀＝45％。

根据以上参数搭建仿真模型后，分别对5节串联锂离子电池组充电、放电、静止三种状态进行仿真，得到各自均衡进程中电池组电量变化曲线：

图6为电池组静止时各电池电量的变化曲线；

图7为电池组放电电流为9.5A时，电池组放电时各电池电量的变化曲线；

图8为电池组充电电流为10A时电池组充电时各电池电量的变化曲线。

图6-8展示了电池组在三种不同状态时电池均衡的效果，由于均衡回路与电池组充放电回路相互独立。因此，三种状态的均衡速度相近；三种状态均衡开始时，由于电池组各电池间初始电量的差距较大，其外环控制器输出 为上限饱和值故均衡开始时，其均衡速度达到最大，随后电池组电量差距将减小，外环控制器输出会退出饱和，此时电池电量与平均电量偏差越大，其均衡速度就越快，当某一均衡模块均衡过程快结束时，其外环控制器输出进入下限饱和值保持一定的均衡速度直到该模块均衡结束，图中曲线的变化同样反映了本文所设计的内环PI控制器能够实现功率的跟踪。

本发明的有益效果为：

本发明提出了一种新型的总线式锂离子电池组均衡系统结构，不仅实现了均衡系统的模块化设计，易于电池组扩展，而且可以大大减少均衡时间，提高均衡速度。对提出的总线式均衡系统结构进行了建模，将均衡网络的电池均衡问题转化为智能体一致性问题，并设计了分布式控制器。

上述方案提出的是一种总线式均衡网络结构。均衡网络结构中，每个电池对应一个均衡电路。均衡电路可实现能量的双向流动，即单个电池的能量可由均衡电路输出到总线，也可将总线上的能量反馈到电池，采用这样的均衡方式，不但可以实现不同物理位置的两个电池之间，点对点的能量交换，还可以实现多个电池之间，多对一的能量交换。这将有利于提高电池组整体能量均衡效率和均衡速度。双向隔离型均衡电路的使用，不但能够实现能量的双向传输，而且保证了能量均衡总线侧(图9中均衡电路右侧)的多电路模块互连，而不会影响电池侧(图9中均衡电路左侧)的正常工作。该方案提供了更加灵活的能量流路径，在物理位置相对较远的电池之间进行能量传输时，相比已有技术方案，效率更高，速度更快，将更有利于大功率快速充放电储能系统，如电动汽车的动力电池。

总线式均衡网络结构优点：

无损均衡结构，均衡效率高。上述方案提出的是一种无损均衡(非能量耗散型)结构。电池组中各个单体电池通过自身配备双向无损均衡电路，连接到能量总线，并通过总线完成电池与电池间的能量转移，以实现电池组能量均衡。相比已商用的有损均衡结构，上述方案效率更高。

易于模块化。每个电池配备一个结构相同的均衡电路。均衡电路可实现能量双向流动，既能够将电池能量传输到总线，也可以从总线获取能量，给电池充电。各个模块结构、功能、性能指标等完全相同，相互独立。在改变电池组中单体电池数量后，只需对应增加均衡电路和程序，而不用修改原有电路参数和结构。相比开关电容非耗散型均衡电路、变压器的非耗散型均衡电路，更易于模块化。在改变电池组中单体电池数量后，开关电容和变压器的非耗散型均衡电路方案均需要修改电路结构和参数。

能量转移方式灵活。电池之间的能量转移可以实现一对一、一对多、多对一、多对多等任意方式。相比基于电感的非耗散型均衡电路、基于电容和电感的非耗散型均衡电路方法，能量转移方式更加灵活。基于电感、电容和电感的非耗散型均衡电路，采用的级联式能量转移方法，只能实现相邻电池之间能量转移。物理位置相距较远的两块电池需要转移能量，则被转移能量需要流经这两块电池之间的所有电池及均衡电路。这样势必造成能量损耗大，均衡速度慢的问题。

便于对转移能量的控制。根据系统的能量均衡目的，均衡控制器可以利用数据总线进行电池能量信息的相互交换。各个电池单体自身配置的均衡控制器，可采用分布式均衡控制方法对各电池单体能量的输入或输出进行控制。电池组均衡的总体控制任务，分解到单个控制器，即总体控制任务分摊的各个均衡控制器执行，降低了控制器设计难度。

设计了均衡模块电路的功率调节控制器，利用提出的均衡网络和控制方法，得到了电池组在三种工作模式下的电量变化曲线，表明本发明采用的均衡网络及其控制方法能够有效地实现电池组快速能量均衡。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (5)

1.一种总线式电池组均衡电路，其特征在于，包括：串联的n节电池，每一节电池分别连接一个均衡电路，每个均衡电路连接一个控制器，所述电池和均衡电路一一对应，所述均衡电路和控制器一一对应，所述控制器根据电池组的能量信息对均衡电路进行控制，实现该电池组与能量传输总线的能量双向流动，实现电池储能的均衡，n个控制器并联到数据总线，每个均衡电路并联在能量传输总线，所述n大于等于2；

所述控制器包括：外环控制器、占比PI调节器，所述外环控制器输入端输入各电池电量信息，输出端连接占比PI调节器，所述占比PI调节器输出作用于均衡电路；

所述外环控制器为设定i模块期望功率与x有下述关系：

$p_i^{*}\left(k\right)=\frac{1}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\Σ}}\mathrm{\α}\left(x_i\right(k)-x_j(k\left)\right),$

式中n为电池组中电池的节数；α为的调节因子，α越大，对于x越敏感，调节因子α会受到均衡电路参数和工作频率的限制；在有正负之分，表示均衡的方向，为正表示该电池对外输出能量，为负表示该电池从能量传输总线上获得能量，x_i为锂电池电量，k为赋值函数，其中下标i为电池组的电池序号。

2.根据权利要求1所述的总线式电池组均衡电路，其特征在于，所述占比PI调节器的调节方法为：

$D_i\left(k\right)=\frac{K_P\left(p_i^{*}\right(k)-p_i(k\left)\right)}{100}+\frac{{\mathrm{\ΣK}}_I\left(p_i^{*}\right(k)-p_i(k\left)\right)T}{100}+D_0$

式中，K_P为控制器的比例系数，K_I为积分系数，D₀为D_i的初始值，为期望功率，p_i为输出功率，k为赋值函数，T表示均衡电路工作周期。

3.一种如权利要求1所述的总线式电池组均衡电路控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，控制器检测电池的能量状态，设定期望值，并通过数据传输总线发布所述控制器所连接电池的能量信息；

所述步骤1中设定期望值的步骤包括：

所述控制器的外环控制器令i的期望功率与x有下述关系：

$p_i^{*}\left(k\right)=\frac{1}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\Σ}}\mathrm{\α}\left(x_i\right(k)-x_j(k\left)\right)$

式中n为锂离子电池组中电池的节数；α为的调节因子，α越大，对于x越敏感，调节因子α会受到均衡电路参数和工作频率的限制；在有正负之分，它表示均衡的方向，为正表示该电池对外输出能量，为负表示该电池从总线上获得能量，x为锂电池电量；

步骤2，均衡电路中，控制器根据电池组的能量信息以及期望值对均衡电路进行控制，实现该电池组与能量传输总线的能量双向流动，实现电池储能的均衡；由所述控制器的占比PI调节器对均衡电路中双向反激变换器的输出功率进行调节。

4.根据权利要求3所述的总线式电池组均衡电路控制方法，其特征在于，还包括：

所述控制器的占比PI调节器对双向反激变换器的输出功率进行调节，使其满足外环均衡控制的要求，控制表示为：

$D_i\left(k\right)=\frac{K_P\left(p_i^{*}\right(k)-p_i(k\left)\right)}{100}+\frac{{\mathrm{\ΣK}}_I\left(p_i^{*}\right(k)-p_i(k\left)\right)T}{100}+D_0$

式中，K_P为控制器的比例系数，K_I为积分系数，D₀为D_i的初始值，期望功率p_i为输出功率，k为赋值函数，T表示均衡电路工作周期。

5.根据权利要求4所述的总线式电池组均衡电路控制方法，其特征在于，所述双向反激变换器的工作过程包括：电流断续模式、电流临界连续模式、电流连续模式，

在变压器在原副边切换工作时不存在损耗的情况下，在切换时有原副边电流计算为：

$\frac{1}{2}{L}_1{i_1}^2=\frac{1}{2}{L}_2{i_2}^2,$

所以副边电流折算到原边由以下公式表示：

$i_1=\sqrt{\frac{L_2}{L_1}}{i}_2,$

利用电磁学推导有变压器原副边的等效电感与匝数比的关系有：

$\frac{L_1}{L_2}=\frac{n_1^2}{n_2^2}$

则将式化为：

$i_1=\frac{n_2}{n_1}{i}_2,$

定义函数sgn(x)：

$\mathrm{sgn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& x\≤0\\ 1& x>0\end{array}\right.,$

将各均衡模块的占空比记为D_i，用u_i表示电池电压，在正常工作区间内，电压变化较小，可以把它近似看作恒定，即u_i(k+1)＝u_i(k)＝u_i；I_i(k)表示第k次均衡时变压器原边的初始电流，且有I_i(0)＝0，对于变压器储能阶段，电流连续模式和电流断续模式均有电流上升幅度：

i为第i节电池的序号，1表示第一阶段；

在变压器放能阶段，设能量均衡总线的电压为u⁰，电流连续模式下折算到原边的电流下降幅值为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_{i2}\left(k\right)=\frac{n_2}{n_1}\frac{u_0}{L_2}(1-D_i(k\left)\right)T\\ =\frac{n_1}{n_2}\frac{u_0}{L_1}\left(1-D_i\left(k\right)\right)T\end{array},$

在电流断续模式时，由于需要将能量完全释放完，所以有：

Δ_i2(k)＝I_i(k)+Δ_i1(k)，

一个均衡周期内有：I_i(k+1)＝I_i(k)+Δ_i1(k)-Δ_i2(k)，

I_i在电流断续模式下为零，在电流连续模式下为正，I_i可表示为：

I_i(0)＝0，

电池实际输出功率p_i与占空比D_i和原边初始电流I_i的关系为：

$p_i\left(k\right)=\frac{u_i{\left(k\right)}^2}{2L_1}{D}_i{\left(k\right)}^{2}T+I_i\left(k\right)u_i{D}_i\left(k\right).$