CN105514968A - 一种基于升降压式和隔离型dc/dc电路的直流电力弹簧拓扑及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑及其控制方法，基于当前ES对关键负载和非关键负载的定义，当可再生能源发电输出的直流电压偏离正常值时，DCES通过对非关键负载等效阻值的动态调节，实现供电与负荷能量的动态平衡，进而稳定关键负载的端电压。本发明实用价值高、易于推广，特别适用于普通家庭和小区的屋顶光伏发电系统和小型风力发电系统。并且，由于非关键负载承担了相当一部分的功率波动，对蓄电池组的容量充放电容量要求明显减小，降低了储能装置成本。

Description

一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑及其控制方法

技术领域

本发明涉及智能电网运行控制技术领域，尤其涉及一种应用于直流电力系统及直流微电网的直流电力弹簧拓扑及其控制方法。

背景技术

随着电气领域负荷需求的不断攀升以及化石燃料量的减少，对新能源的开发和利用已迫在眉睫。新能源分布式发电以其初期建设投资低、发电方式灵活等特点一直是国家关注的重点问题，新能源发电的装机容量也在逐年攀升。然而，当大量的分布式发电并网尤其是并入微电网后，太阳能、风能等可再生能源的间歇性和随机性必然会影响直流电网电压的稳定，如何保证直流电网的稳定运行和供电功能已成为直流电网建设的重要研究课题，这个迫切的问题已经愈来愈成为制约新能源发展的瓶颈。

现有直流电网的控制方法有很多，主流的控制方案是设置大容量储能装置以平抑分布式电源发电功率的波动。但是，与当前交流供电系统面对的困境相似，大容量蓄电池、飞轮储能装置等储能设备昂贵的造价和可靠性较低的集中式控制方法，无法满足未来智能电网中大范围、高比例的分布式发电并网的要求。近年来问世的交流电力弹簧(AlternativeCurrentElectricSpring，ACES)虽在一定程度上解决了这一问题并被认为可以广泛应用于分布式发电系统中，但是，ACES的问世主要是针对交流微电网应用场合，还未见基于智能负载原理的直流电力弹簧(DirectCurrentElectricSpring，DCES)应用于直流微电网的相关报道。因此，对DCES的研究无论是从工程应用还是理论研究的角度都显得尤为重要。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑及其控制方法，在电网功率波动时实现发电量与用电负荷动态平衡。

技术方案：一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，包括隔离型全桥双向DC/DC变换器、双向升降压DC/DC变换器、H桥以及储能装置；所述双向升降压DC/DC变换器、隔离型全桥DC/DC变换器的输入端并联在储能装置的两端，关键负载并联在所述全桥双向DC/DC变换器的输出端；所述双向升降压DC/DC变换器的输出端与所述H桥级联，级联后的输出电压与非关键负载串联后再与所述关键负载并联；新能源发电系统输出电压的正极性端连接电阻的一端，所述电阻的另一端与所述关键负载及非关键负载的公共端相连，所述电阻为新能源发电系统到负载的输电线等效电阻及发电装置内阻之和，所述关键负载两端并联有滤波电容。

进一步的，所述双向升降压DC/DC变换器为半桥结构双向升降压DC/DC变换器、正激结构双向升降压DC/DC变换器。

进一步的，所述储能装置为蓄电池组，或是能量双向的AC/DC或DC/DC电源。

一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑的控制方法，包括如下步骤：

1)，采集关键负载两端的输入电压V_c；

2)，将所述电压V_c与关键负载供电电压参考值V_{c_ref}作差运算得到误差信号E₁；

3)，将所述误差信号E₁经过比例积分控制，其输出值经过限幅后得到误差信号为PID_out，并判断所述PID_out的正负；

4)，当关键负载两端电压大于参考值时，所述PID_out为正，控制所述隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出负功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出正功率，并控制所述H桥输出负电压；

当关键负载两端电压小于参考值时，所述PID_out为负，控制所述隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出正功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出负功率，并控制所述H桥输出正电压。

有益效果：与现有的交流电力弹簧相比，本发明主要是针对直流微电网而提出的。当新能源发电系统输出直流电压和功率发生较大波动时，本发明的直流电力弹簧能将发电侧的功率波动转移到储能装置和非关键负载上，从而保证了关键负载侧电压精确地跟踪给定值，即维持关键负载两端电压稳定；并且，由于非关键负载承担了相当一部分的功率波动，对蓄电池组的容量充放电容量要求明显减小，降低了储能装置成本。

附图说明

图1是本发明的DCES拓扑总结构图；

图2是DCES中双向升降压DC/DC变换器的拓扑；

图3是DCES中全桥双向DC/DC变换器的控制框图；

图4是DCES装置在供电系统中的等效电路图；

图5是双向升降压DC/DC级联H桥工作示意图；

图6是DCES在两种工作模式下；

图7是当可再生能源发电输出电压小于设定值(如110V)时的仿真波形，从上到下的三个通道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形；

图8是当可再生能源发电输出电压等于设定值时的仿真波形，从上到下的三个通道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形；

图9是当可再生能源发电输出电压大于设定值时的仿真波形，从上到下的三个通道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形。

图中各标号定义如下：

1.1为蓄电池组，1.2为隔离型全桥DC/DC变换器原边电感，1.3为隔离型全桥DC/DC变换器高频变压器，1.4为双向升降压DC/DC变换器，1.5为H桥，1.6为直流电力弹簧装置本体，1.7为非关键负载，1.8为关键负载，1.9为滤波电容，1.10为线路电阻值，1.11为可再生能源发电输出的直流电。

2.1为采集到的直流输出电压，2.2为减法器，2.3为PI控制器，2.4为直流输出电压给定值，2.5为限幅，2.6为正负判断，2.7为判断为正时的操作，2.8为判断为负时的操作。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图1所示，一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，包括隔离型全桥双向DC/DC变换器、双向升降压DC/DC变换器、H桥以及储能装置。双向升降压DC/DC变换器、隔离型全桥DC/DC变换器的输入端并联在储能装置的两端，关键负载R_c并联在全桥双向DC/DC变换器的输出端，关键负载两端并联有滤波电容C₃。双向升降压DC/DC变换器的输出端与H桥级联，级联后的输出电压与非关键负载R_nc串联后再与关键负载并联。新能源发电系统输出电压V_in的正极性端连接电阻R₁的一端，电阻R₁的另一端与关键负载R_c及非关键负载R_nc的公共端相连，该电阻R₁为新能源发电系统到负载的输电线等效电阻及发电装置内阻之和，关键负载R_c的另一端连接新能源发电系统输出电压V_in的负极性端。

其中，双向升降压DC/DC变换器为半桥结构双向升降压DC/DC变换器、正激结构双向升降压DC/DC变换器。本实施例中储能装置为蓄电池组，蓄电池组的两端电压为V_battery，储能装置还可以是能量双向的AC/DC或DC/DC电源。

如图2所示为图1中双向升降压DC/DC变换器的结构示意图，其包括两组输入输出并联的单向Boost-Buck电路，双向升降压DC/DC变换器输出端输出到H桥的电压为V_m，并联Boost-Buck电路I完成V_battery到V_m的单向能量传递，即蓄电池组输出放电；并联Boost-Buck电路II则负责V_m到V_battery的单向能量传递，即对蓄电池组充电。每一时刻只有一组单向DC/DC处于工作状态。通过对两组单向DC/DC工作状态的不断切换，可以完成双向升降压电压变换的功能。

基于上述直流电力弹簧拓扑的控制方法，包括隔离型全桥双向DC/DC变换器和双向升降压DC/DC变换器的控制，具体步骤为：

1)，采集关键负载两端的输入电压V_c；

2)，将电压V_c与关键负载供电电压参考值V_{c_ref}作差运算得到误差信号E₁；

3)，将误差信号E₁经过比例积分控制，其输出值经过限幅后得到误差信号为PID_out，并判断PID_out的正负；

4)，当关键负载两端电压大于参考值时，PID_out为正，控制隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出负功率，同时控制双向升降压DC/DC变换器输出正功率，并控制H桥输出负电压；

当关键负载两端电压小于参考值时，PID_out为负，控制隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出正功率，同时控制双向升降压DC/DC变换器输出负功率，并控制H桥输出正电压。

具体的，结合如图1所示的结构，隔离型全桥双向DC/DC变换器的控制过程如下：

如图3所示，若PID_out误差信号为正，全桥双向DC/DC变换器中MOSFETQ₁’、Q₄’的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝0°的方波；MOSFETQ₂’、Q₃’的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝90°的方波；MOSFETQ₁、Q₄的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝PID_out°的方波；MOSFETQ₂、Q₃的控制信号为频率20kHz，占空比50％，相角θ＝(90+PID_out)°的方波。此时，在隔离变压器一二次侧匝数比相同的情况下，全桥双向DC/DC变换器输入端和输出端的电压比为

若PID_out误差信号为负，全桥双向DC/DC变换器中MOSFETQ₁、Q₄的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝0°的方波；MOSFETQ₂、Q₃的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝90°的方波；全桥双向DC/DC变换器中MOSFETQ₁’、Q₄’的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝-PID_out°的方波；MOSFETQ₂’、Q₃’的控制信号为频率20kHz、占空比50％、相角θ＝(90-PID_out)°的方波。此时，在隔离变压器一二次侧匝数比相同的情况下，全桥双向DC/DC变换器输出端和输入端的电压比为

结合如图3所示的结构，双向升降压DC/DC变换器的控制过程如下：

当双向升降压DC/DC变换器输出正功率，即Boost-Buck电路I完成V_battery到V_m的单向能量传递，此时MOSFETQ₆的控制信号为逻辑低电平，即MOSFETQ₆完全关断，MOSFETQ₅的控制信号为频率为20kHz，其占空比为PID_out的脉冲序列。此时，在电感电流连续的情况下，输出电压基于隔离型全桥双向DC/DC变换器和双向升降压DC/DC变换器的控制，实现了当新能源发电系统输出电压过高时关键负载两端电压的稳定。

当双向升降压DC/DC变换器输出负功率时，即Boost-Buck电路II则负责Vm到V_battery的单向能量传递，此时MOSFETQ₅的控制信号为逻辑低电平，即MOSFETQ₅完全关断；MOSFETQ₆的控制信号为频率为20kHz，其占空比为PID_out的脉冲序列。此时，此时，在电感电流连续的情况下，输出电压基于隔离型全桥双向DC/DC变换器和双向升降压DC/DC变换器的控制，，＝实现了当新能源发电系统输出电压过低时关键负载两端电压的稳定。

为了分析的方便，给出了接有直流电力弹簧的新能源发电系统的等效电路如图4所示，R₁为输电线路上的线阻及发电装置内阻之和；R₂为蓄电池内阻及电池充放电线路上线阻之和；V_c为关键负载的端电压，该电压又等于非关键负载电压V_nc及与之串联的H桥输出电压V_dcdc之和。

当关键负载侧端电压V_c大于给定值V_ref时，S₁闭合，控制V_dcdc输出负电压到非关键负载；此时R_nc等效电阻变小，R_nc等效负载变大，同时蓄电池恒流充电。

当关键负载侧端电压V_c小于给定值V_ref时，S₁闭合，蓄电池处于放电状态；此时新能源发电系统的输出功率偏小，为优先保证关键负载的供电质量，控制V_dcdc输出正电压到非关键负载；此时R_nc等效电阻变大，R_nc等效负载变小。

上述过程中，H桥实现了双向升降压DC/DC变换器的输出电压极性的转换，其工作原理相当于将一块电压可变的蓄电池选择性地与非关键负载正接或反接，由于图1中全桥DC/DC变换器与双向升降压DC/DC变换器的输出由于变压器T₁的磁隔离效果而不存在电气连接，因而双向升降压DC/DC变换器在电路中接入方式的改变对全桥DC/DC变换器没有影响。图5所示H桥工作示意图，图中电池电压V_battery为双向升降压DC/DC的输入，V_m为其输出，通过图2中对双向升降压DC/DC电路的分析可知V_m始终是正电压。若规定H桥输出端并联的电容C₂上端电压正极性，下端电压负极性为电压的参考方向；根据不同的控制要求，当开关管T₁、T₄导通，T₂、T₃截止，V_dcdc输出正电压；当开关管T₂、T₃导通，T₁、T₃截止，V_dcdc输出负电压。

为了进一步说明直流电力弹簧装置(DCES)中隔离型全桥双向DC/DC变换器和双向升降压DC/DC变换器的协调控制，引入功率流向和工作模态的概念。DCES中的隔离型全桥双向DC/DC变换器，双向升降压DC/DC变换器均可以完成能量的双向传递，若以功率流向划分，理论上DCES装置最多可能有4种工作状态。但通过对DCES在供电系统中的接入方式的分析，从发电侧和负载侧功率平衡的角度来看，DCES的工作状态总是应该使整体符合趋近发电功率，因此在实际工作中DCES只可能工作于图6中的两种状态，下面对这两种工作状态做简要分析。当新能源发电输出电压大于给定时，双向升降压DC/DC变换器输出正功率，隔离型全桥DC/DC变换器对直流母线输出负功率。新能源发电系统输出电压小于给定时，双向升降压DC/DC变换器输出负功率，隔离型全桥隔离DC/DC变换器对直流母线输出正功。DCES工作于母线电压不断变化的工况时，在上述两种工作状态之间反复切换。

功率流向说明了直流电力弹簧装置各模块之间的互动，工作模态则具体反映了模块内部开关器件的通断、电感电流的上升下降、电容的充放电等。为了方便分析，假设各元件寄生参数忽略不计，开关管均为理想器件且各桥臂上管同步导通。上述中给出的两种功率流向分别对应两类工作模态，现结合图1，图2做分析如下。

模态I，如图6(a)所示：

图1中隔离型全桥DC/DC电路中Q₂、Q₃、Q₂’、Q₃’导通，其余开关管关断，电感L₁的电流i_L1为负；H桥中T₂、T₃导通，T₁、T₄截止，H桥输出端电压为负。

图2中双向升降压DC/DC电路中Q₂始终关断，Q₁开通时，电感L₂电流上升，能量储存于电感L₂的磁芯中；Q₁关断时，储存于电感L₂的磁芯中的能量释放，电感L₂电流下降。

模态II，如图6(b)所示：

图1中隔离型全桥DC/DC电路中Q₁、Q₄、Q₁’、Q₄’导通，其余开关管关断，电感电流i_L1为正；H桥中T₁、T₄导通，T₂、T₃截止，H桥输出端电压为正。

图2中双向升降压DC/DC电路中Q₁始终关断，Q₂开通时，电感L₂电流上升，能量储存于电感L₂的磁芯中；Q₂关断时，储存于电感L₂的磁芯中的能量释放，电感L₂电流下降。

模态I对应关键负载电压V_c大于参考值的情况，此时非关键负载端电压V_nc大于V_c同时母线电压通过隔离型全桥DC/DC变换器对蓄电池充电，双向升降压DC/DC变换器通过H桥输出负电压，正功率，双向升降压DC/DC变换器通过抬高非关键负载端电压V_nc的方式将蓄电池充电能量的一部分消耗在非关键负载上。模态II对应关键负载电压V_c小于参考值的情况，此时母线电压由全桥DC/DC装置提供，双向升降压DC/DC通过H桥输出正电压，负功率，双向升降压DC/DC变换器输出正电压并与非关键负载串联的方式将蓄电池提供给母线电压能量的一部分回收，并且非关键负载端电压V_nc小于V_c，非关键负载等效负载减小。这两种模态的工作目的都是为了在通过对非关键负载端电压的调节，保持关键负载电压恒定的情况下尽量减小对电池容量要求。

上述内容均为对直流电力弹簧装置工作的理论分析，出于论证的严密性，在Simulink仿真环境对直流电力弹簧装置进行仿真验证。在操作过程中，为了仿真分析的方便高效，仿真时设置蓄电池组的电压V_battery为48V；滤波电容C₃选择电解电容2200uF，且并接有高频CBB电容1uF；关键负载R_c选取纯电阻2000Ω，用50Ω的纯电阻代替非关键负载R_nc，输电线等效电阻R₁为2Ω、隔离型全桥双向DC/DC原边等效电感L₁为3mH，可再生能源发电产生的直流电网电压V_in参考值为110V。

图7到9为仿真的结果，从图7可以看出，当输入电压为90V时，关键负载电压V_c被控制在110V，同时非关键负载电压V_nc小于110V；图8中，输入电压为123V，远大于正常值时，关键负载电压V_c依然被控制在110V，但是非关键负载的电压V_nc却上升到了270V左右，非关键负载的等效电阻较其初始值变大。图9中输入电压为114V，供电系统工作于正常状态，直流电力弹簧装置不启动。上述仿真结果验证了上述结论，即直流电力弹簧装置可以主动的根据发电量变化调整非关键负载大小，从而实现发电侧与用电侧的功率平衡，进而使非关键负载电压精确地跟踪给定值。

上述的拓扑结构中，非关键负载R_nc与关键负载R_c不唯一，即供电系统中可以接入多组关键负载和非关键负载，每个非关键负载即可以单独配置一套所述的直流电力弹簧装置；也可以只配置与其串联的所述双向升降压DC/DC装置，并共享所述的全桥双向DC/DC装置。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。本发明提出的DCES的相关控制技术，可以应用到电动汽车充电控制。

Claims (4)

1.一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，其特征在于：包括隔离型全桥双向DC/DC变换器、双向升降压DC/DC变换器、H桥以及储能装置；所述双向升降压DC/DC变换器、隔离型全桥DC/DC变换器的输入端并联在储能装置的两端，关键负载并联在所述全桥双向DC/DC变换器的输出端；所述双向升降压DC/DC变换器的输出端与所述H桥级联，级联后的输出电压与非关键负载串联后再与所述关键负载并联；新能源发电系统输出电压的正极性端连接电阻的一端，所述电阻的另一端与所述关键负载及非关键负载的公共端相连，所述电阻为新能源发电系统到负载的输电线等效电阻及发电装置内阻之和，所述关键负载两端并联有滤波电容。

2.根据权利要求1所述的一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，其特征在于：所述双向升降压DC/DC变换器为半桥结构双向升降压DC/DC变换器、正激结构双向升降压DC/DC变换器。

3.根据权利要求1所述的一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，其特征在于：所述储能装置为蓄电池组，或是能量双向的AC/DC或DC/DC电源。

4.基于权利要求1所述的一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)，采集关键负载两端的输入电压V_c；

2)，将所述电压V_c与关键负载供电电压参考值V_{c_ref}作差运算得到误差信号E₁；

3)，将所述误差信号E₁经过比例积分控制，其输出值经过限幅后得到误差信号为PID_out，并判断所述PID_out的正负；

4)，当关键负载两端电压大于参考值时，所述PID_out为正，控制所述隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出负功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出正功率，并控制所述H桥输出负电压；

当关键负载两端电压小于参考值时，所述PID_out为负，控制所述隔离型全桥双向DC/DC变换器对直流母线输出正功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出负功率，并控制所述H桥输出正电压。