CN107404232B - 一种双向dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种双向DC‑DC拓扑结构，以及基于该结构的双向DC‑DC变换器，该变换器包括耦合电感L、变压器T和开关管Q1、Q2、Q3，二极管D1、D2、D3、D4；其中电感L的两个绕组Lc1和Lc2具有相同匝比，其电感量为Lc，变压器的两个绕组也具有相同匝比。本发明可应用在PCU中作为BCDR，亦可应用在所有的电池、电容等需要进行充放电的领域，其具有四种工作状态：放电工作状态，放电状态切换到充电状态，充电工作状态，充电状态切换到放电状态。该双向拓扑正反向的数值模型均是二阶最小相位系统，使得该双向变换器易于并联控制，双向变换器在充放电过程中共用同一个耦合电感，二阶最小相位系统和共用同一个耦合电感一起作用，因此本发明具备能量双向高频切换能力。

Description

一种双向DC-DC变换器

技术领域

本发明属于直流变换器技术领域，具体涉及一种双向DC-DC变换器。

背景技术

双向DC-DC变换器在工业及宇航领域具有广泛的用途，例如电池充放电，新能源系统，电动汽车、航天器能源系统等，其具有功率密度高、动态响应快、成本低等特点。在这些领域的某些特殊应用工况下对双向变换器的能量高频双向切换性能提出了极高的要求，例如电动汽车的快速启动和制动、减速和加速，新能源系统中供电能量(太阳能、风能、燃料电池等)的快速变化，宇航应用中PCU的调节功率母线为脉冲型的TDMA或SAR等载荷供电且工作在太阳阵能量不足时，均会对电池、超级电容等储能设备的充放电过程形成快速的切换。

如附图1所示，为基于S3R(Sequential Switching Shunt Regulator)架构的宇航一次电源(Power Conditioning Unit，PCU)的结构示意图，PCU是航天器的核心功能设备，是航天器所有平台及载荷设备的唯一能量来源，其可靠稳定的工作直接关系到空间任务的成败，因此最常用的手段是通过多模块并联冗余备份的方式来提高功率系统可靠性，例如图中所示的电池充电调节模块组和电池放电调节模块组。当PCU的一次功率母线为TDMA、SAR等阶跃性的载荷供电时，为稳定一次功率母线的电压并给载荷提供足够能量，在太阳阵能量不足时主误差放大器MEA将控制BCR和BDR工作在跨域阶段，即对电池进行高频充放电切换阶段，该切换频率直接受阶跃性载荷的工作频率决定。

现有的宇航应用中，通常采用各自独立的BCR和BDR对电池进行充电和放电调节，并在MEA的域控制上留出死区时间，避免快速切换时BCR和BDR同时工作导致能量在模块间形成环流从而引起损耗增大，但该域控制中死区的设置降低了一次功率母线的动态响应，同时分立的BCR和BDR也存在功率密度低等问题。

采用双向DC-DC变换器可以显著提高充放电变换器的功率密度，降低成本。工业应用上的双向变换器大多基于buck或boost型拓扑进行衍生，通过将二极管替换为开关管的方式，可以将绝大多数拓扑变为双向拓扑，主要分为隔离和非隔离型双向变换器。传统隔离和非隔离型双向变换器应用在高频双向切换领域时有如下缺点：

a)隔离的双向变换器因变压器漏感、驱动死区设置、启动电路、软开关等原因，进行能量双向流动切换的频率有限。

b)非隔离双向变换器的boost方向的拓扑一般存在右半平面零点，因此控制补偿环节复杂，应用在多模块并联且高频双向能量切换时，并联系统容易不稳定。

发明内容

为解决现有技术中存在的问题，本发明提出了一种双向DC-DC拓扑结构(Weinberg-buck拓扑)，以及基于该拓扑结构的双向DC-DC变换器，该双向拓扑正反向的数值模型均是二阶最小相位系统，使得该双向变换器易于并联控制，双向变换器在充放电过程中共用同一个耦合电感，因此具备能量双向高频切换的能力。

本发明具体通过如下技术方案实现：

一种双向DC-DC变换器，包括耦合电感L、变压器T和开关管Q₁、Q₂、Q₃，二极管D₁、D₂、D₃、D₄；其中耦合电感L由两个绕组L_c1和L_c2构成；绕组L_c1的同名端与电池相连，绕组L_c1的异名端与绕组L_c2的同名端相连，绕组L_c2的异名端与二极管D₁的正极相连，D₁的负极与母线相连，二极管D₄的负极与D₁的正极相连，D₄的正极接地；变压器T的原边T₁的同名端与绕组L_c2的同名端相连，T₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，开关管的Q₁源极接地；变压器T的副边T₂的异名端与绕组L_c2的同名端相连，T₂的同名端与开关管Q₂的漏极相连，开关管Q₂的源极接地；二极管D₂的正极与开关管Q₂的漏极相连，D₂的负极与D₁的负极相连，二极管D₃的正极与开关管Q₁的漏极相连，D₃的负极与D₁的负极相连；开关管Q₃的源极与D₁的正极相连，Q₃的漏极与D₁的负极相连；开关管Q₁、Q₂、Q₃的栅极输入PWM控制信号。

进一步地，所述耦合电感L的两个绕组L_c1和L_c2具有相同的匝比，其电感量为L_c，变压器的两个绕组也具有相同的匝比。

进一步地，所述二极管D₁利用Q3的源漏间寄生的反向二极管来实现。

进一步地，所述双向变换器具有四种工作状态：放电工作状态，放电状态切换到充电状态，充电工作状态，充电状态切换到放电状态。

进一步地，在放电工作状态时，开关管Q₁、Q₂工作在相移为180°的PWM状态，每只开关管的PWM占空比在0～50％之间调节，二极管D₁、D₂、D₃工作在截止或续流导通状态，Q₃和D₄不工作。

进一步地，在放电状态切换到充电状态时，开关管Q₁和Q₂关闭，Q₃工作在直通状态，二极管D₁、D₂、D₃、D₄和变压器T均不工作；耦合电感电流由放电电流I_D续流到0，之后继续反向充电储能，达到充电电流设定值I_C，之后Q₃受闭环控制工作在PWM状态，维持充电电流恒定在设定的充电电流I_C。

进一步地，在充电工作状态时，开关管Q₃工作在PWM波状态，开关周期为T_c，占空比D_{c_on}在0～100％之间调节，二极管D₄工作在截止或续流导通状态，Q₁、Q₂、D₁、D₂、D₃和变压器T均不工作。

进一步地，在放电状态切换到充电状态时，开关管Q₃立即关闭，二极管D₄续流导通，直到耦合电感续流到电流为0，在此期间开关管Q₁和Q₂、二极管D₁、D₂、D₃和变压器T均不工作；然后，Q₁和Q₂立即工作在最大占空比情况下，忽略Q₁和Q₂工作的PWM波的占空比之间的死区，则两个开关管轮流给耦合电感L_c1支路进行充电，直到该支路电流达到2倍放电电流值2·I_D；之后，Q₁和Q₂受闭环控制工作在PWM调节状态，维持放电电流恒定在设定的I_D。

进一步地，通过两个阻值均为R_s的采样电阻R_S1和R_S2和双向电流镜对流过耦合电感的电流进行采样，其中R_S1与耦合电感的L_c1支路串联，R_S2与耦合电感的L_c2支路串联，采样电阻R_S1和R_S2的中间点连接到变压器T的抽头端。

进一步地，采用2个独立的二型PID控制器分别对充电和放电电流进行闭环调节；放电状态的PID控制器输出的误差信号经过PWM比较器与三角波比较，其比较信号再由PWM发生器产生相移180°的PWM1和PWM2，再分别经过驱动器驱动Q₁和Q₂；充电状态同理产生占空比可以在0～100％之间变化的PWM3，再分别经过隔离驱动器驱动Q₃。

进一步地，所述变换器包括高频充放电切换逻辑锁定电路，所述逻辑锁定电路满足如下逻辑关系：1)放电切充电时，Q₁和Q₂均立即关闭，Q₃立即导通直到耦合电感电流反向储能充电到I_C，之后Q₃受闭环调节工作在占空比为D_{c_on}的PWM状态；2)充电切放电时，Q₃立即关闭，Q₁和Q₂维持关闭状态直到耦合电感电流I_L续流到0时，Q₁和Q₂立即工作在最大占空比的PWW状态直到耦合电感反向储能充电到I_D，之后Q₁和Q₂受闭环调节工作在占空比为D_{d_on}的PWM状态。

本发明的有益效果是：基于该双向拓扑设计的双向变换器应用在电池充放电功率变换器时，双向变换器基于模块化的设计思路被设计成电压控制电流源，通过模块并联的方式可同时进行充电和放电的功率扩展以及冗余备份；该双向变换器相比传统的单独的BCR和BDR，功率密度显著提高；充放电过程共用同一个耦合电感，在域控制上不需要设置死区，使得一次调节功率母线的动态响应显著提高，充放电功率变换间不会产生环流，因此更适宜应用在高频双向能量切换的场合；相比传统的buck-boost型双向DC-DC变换器，本发明提出的双向变换器在充放电两个方向均为二阶拓扑结构，具有控制简单，易于并联、稳定性高等特点，且不需要增加防止开关管之间直通的严格的死区限制，有助于双向能量切换频率的提高。

附图说明

图1是基于S3R架构的PCU结构示意图；

图2是本发明的双向DC-DC变换器的拓扑结构示意图；

图3是本发明的双向DC-DC变换器的理论工作波形；

图4(a)是Q₁导通、Q₂关断时的放电模式等效电路图；

图4(b)是Q₁、Q₂均关断时的放电模式等效电路图；

图4(c)是Q₁关断、Q₂导通时的放电模式等效电路图；

图5(a)是Q₃导通时的充电模式等效电路意图；

图5(b)是Q₃关断时的充电模式等效电路意图；

图6是BCDR控制电路示意图；

图7是MEA域控制信号分布图；

图8是BCDR作为压控电流源的闭环控制框图。

具体实施方式

下面结合附图说明及具体实施方式对本发明进一步说明。

如附图2所示，本发明的双向DC-DC拓扑结构，由耦合电感L、变压器T和开关管Q₁、Q₂、Q₃，二极管D₁、D₂、D₃、D₄构成。其中耦合电感L的两个绕组L_c1和L_c2具有相同的匝比，其电感量为L_c，变压器的两个绕组也具有相同的匝比。绕组L_c1的同名端与电池相连，绕组L_c1的异名端与绕组L_c2的同名端相连，绕组L_c2的异名端与二极管D₁的正极相连，D₁的负极与母线相连，二极管D₄的负极与D₁的正极相连，D₄的正极接地；变压器T的原边T₁的同名端与绕组L_c2的同名端相连，T₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，开关管的Q₁源极接地；变压器T的副边T₂的异名端与绕组L_c2的同名端相连，T₂的同名端与开关管Q₂的漏极相连，开关管Q₂的源极接地；二极管D₂的正极与开关管Q₂的漏极相连，D₂的负极与D₁的负极相连，二极管D₃的正极与开关管Q₁的漏极相连，D₃的负极与D₁的负极相连；开关管Q₃的源极与D₁的正极相连，Q₃的漏极与D₁的负极相连；开关管Q₁、Q₂、Q₃的栅极输入PWM控制信号。

本发明的双向变换器应用在PCU中作为BCDR对电池进行充放电调节时具有四种工作状态：放电工作状态，放电状态切换到充电状态，充电工作状态，充电状态切换到放电状态，如附图3所示，为4种工作模式下的双向变换器理论工作波形，图中对于周期性的PWM开关波形有省略。

Mode1放电工作状态[t₀,t₁]

开关管Q₁、Q₂工作在相移为180°的PWM状态，每只开关管的PWM占空比在0～50％之间调节，二极管D₁、D₂、D₃工作在截止或续流导通状态，Q₃和D₄不工作。其中D₁本可以利用Q₃的源漏间寄生的反向二极管(Source-Drain Diode)来实现，但该寄生二极管正向导通压降和反向恢复时间均较常用的超快软恢复型二极管大，在不考虑同步整流的情况下，为减小损耗，采用单独的D₁和Q₃并联使用。

如附图4(a)-(c)所示，为放电模式下的等效电路图。其中，附图4(a)所示，当Q₁导通时，Q₂关闭，D₁和D₃截止，D₂续流导通，此时耦合电感L_c1工作在储能状态，L_c2绕组因二极管D₁反向截止不工作。由于变压器效应以及其两个绕组T₁和T₂的匝比相同，流过T₁支路的电流(也等于流过Q₁的电流，i_Q1)与流过T₂支路的电流(也等于流过D₂的电流和输出电流，i_D2＝i_out)相等，A点电压V_A为V_bus/2，耦合电感两个绕组的电流和电流纹波如式(1)所示，其中D_{d_on}为放电工作状态下的两个开关管的占空比之和，其变化范围为0～100％，T_d为开关周期。

附图4(b)所示，Q₁和Q₂均关闭，D₂和D₃截止，D₁续流导通，A点电压V_A为(V_bat+V_bus)/2，为保持电感安匝及磁通平衡，耦合电感的两个绕组L_c1和L_c2均续流对V_bus放电，两个绕组的电流和电流纹波均相同。同时因耦合电感的两个绕组匝数相同，耦合电感L_c1支路的电流及其纹波变为Q₁或Q₂开通时的一半，该工况下的电流情况满足式(2)所示：

附图4(c)所示，Q₂导通时，Q₁关闭，D₁和D₂截止，D₃续流导通，此时，流过T₂支路的电流(也等于流过Q₂的电流，i_Q2)与流过T₁支路的电流(也等于流过D₃的电流和输出电流，i_D3＝i_out)相等，A点电压V_A为V_bus/2，耦合电感的工作状态与附图4(a)所示状态相同，其电流及纹波满足式(1)。因L_c1和L_c2属于同一个耦合电感L，因此耦合电感的磁通密度B_Lc同时受这两个电感支路的电流影响并处于连续状态。

由式(1)和(2)可知，双向变换器在放电状态下具有连续的输出电流，由式(2)中Δi_{Lc1_ON}和Δi_{Lc1_OFF}.的关系得出如下式：

双向变换器工作在放电状态的稳态电压增益为：

V_bus＝(1+D_{d_on})·V_bat (4)

Mode2放电状态切换到充电状态[t₂,t₃]

从t₁时刻开始进入放电状态切换到充电状态的过程，此时开关管Q₁和Q₂关闭，Q₃工作在直通状态，二极管D₁、D₂、D₃、D₄和变压器T均不工作。耦合电感电流在t₂时刻由放电电流I_D续流到0，之后继续反向充电储能，在t₃时刻达到充电电流设定值I_C，之后Q₃受闭环控制工作在PWM状态，维持充电电流恒定在设定的I_C。该过程等效电路图如附图5(a)所示，图中耦合电感电流流向存在正反向交替过程。基于电感耦合效应，A点电压V_A为(V_bat+V_bus)/2。t₁到t₃之间的时间为耦合电感电流由放电电流I_D转变为充电电流I_C的切换时间t_D-C，满足如式(5)：

Mode3充电工作状态[t₃，t₄]

在t₃时刻之后，开关管Q₃工作在PWM波状态，开关周期为T_c，占空比D_{c_on}在0～100％之间调节，二极管D₄工作在截止或续流导通状态，Q₁、Q₂、D₁、D₂、D₃和变压器T均不工作。附图5(b)为充电模式下的等效电路图，当Q₃导通时，D₄截止，V_A为(V_bat+V_bus)/2，耦合电感L处于储能工作状态；当Q₃关断时，D₄续流导通，V_A为V_bat/2，耦合电感L处于续流工作状态。在[t₃，t₄]时间内，耦合电感的两个绕组合为一个电感进行工作，该电感的电感量为4·L_c，其电流纹波如式(6)所示，其中T_c是Q₃的PWM的开关周期。

基于伏秒平衡，耦合电感的电流纹波在Q₃开通关断时相同，基于式(6)，双向变换器工作在充电状态的稳态电压增益为：

V_bat＝D_{c_on}·V_bus (7)

Mode4充电状态切换到放电状态[t₄,t₆]

从t₄时刻开始进入放电状态切换到充电状态的过程，此时开关管Q₃立即关闭，二极管D₄续流导通，直到t₅时刻耦合电感续流到电流为0，在此期间开关管Q₁和Q₂、二极管D₁、D₂、D₃和变压器T均不工作(如果在此续流导通期间，开关管Q₁和Q₂工作在PWM波状态，则相当于将绕组L_c2短路，耦合电感的储能消耗在自身的铜损上，在高频充放电切换下耦合电感将产生巨大的热耗)。从t₅时刻开始，Q₁和Q₂立即工作在最大占空比情况下，忽略Q₁和Q₂工作的PWM波的占空比之间的死区，则两个开关管轮流给耦合电感L_c1支路进行充电，直到t₆时刻该支路电流达到2倍放电电流值2·I_D，附图3为画图简洁，在t₄～t₆期间仅画了一个周期用作示意参考。t₆时刻之后，Q₁和Q₂受闭环控制工作在PWM调节状态，维持放电电流恒定在设定的I_D。t₄到t₆之间的时间为耦合电感电流由充电电流I_C转变为放电电流I_D的切换时间t_C-D，满足如式(8)：

因耦合电感在充电状态和放电状态下均是共用的，且耦合电感的电流不能瞬间变化，因此无论是充电过程切换到放电过程还是放电过程切换到充电过程，均是通过在双向控制上的设计对开关管Q₁、Q₂和Q₃进行开关控制，从而对耦合电感施加反向电压让耦合电感的电流快速反向续流到0再正向储能充电到设定值，之后开关管Q₁和Q₂或Q₃再受闭环控制工作在PWM状态以稳定耦合电感电流工作在设定值。从mode2的式(5)和mode4的式(8)可以看出：耦合电感的电感值L_C、充电电流值I_C、放电电流值I_D、电池电压V_bat和母线电压V_bus共同决定了充放电间的切换频率，最大切换频率f_k如式(9)所示：

从式(9)可以直接看出，在V_bat和V_bus恒定的情况下，f_k随着I_C，I_D和L_c减小而增大，在I_C、I_D、V_bat和V_bus确定的情况下，f_k仅由L_c决定。

上述对双向拓扑的工作原理分析过程中，变压器和耦合电感均当成理想器件进行分析，因此在设计耦合电感和变压器时，二者的漏感需要做到尽可能的小。耦合电感的绕组电感量L_c决定了充放电过程中的电流纹波大小和双向切换频率，因此在耦合电感设计时，需依据技术指标要求和式(1)、(2)、(6)、(9)进行设计。

从上面的工作状态mode1-mode4可以看出，耦合电感的电流I_L直接反应了双向变换器的电流流向，通过对I_L的采样与闭环控制，即可以实现对双向变换器的能量双向流动的控制。在假定变压器T为理想变压器的情况下，建立该双向变换器的小信号模型，用于放电的拓扑结构的电感电流与占空比的传递函数G_D(s)和充电的拓扑结构的电感电流与占空比的传递函数G_C(s)如式(10)所示，式中R_D为放电时的输出等效电阻，R_C为充电时的输出等效电阻，C_bus为母线电容，C_bat为电池侧输出等效电容。

从式(10)可以看出，双向变换器的两个方向的拓扑结构具有完全一致的小信号模型，均为二阶模型，且均不存在影响闭环稳定性的右半平面零点或极点，因此该双向变换器的正反向功率变换的闭环控制均能方便适用跨导模式控制下的多模块并联控制，同时双向变换器在进行高频双向能量切换时，闭环控制也更易稳定。

在宇航应用中，考虑到可选用的宇航级电子元器件、闭环控制以及结构上的设计简单，可靠性要求高等因素，本发明的双向拓扑未考虑增加同步整流技术、软开关技术等提高效率的方式。但在此基础上增加同步整流技术、软开关技术的改进发明将包含在本发明内。

为便于多模块的并联以扩展功率，将双向变换器设计成电压控制电流源，统一由电池管理控制器产生的控制信号V_control控制BCDR的电流大小及流向。如附图6所示为BCDR的双向控制电路示意图，下面从电流采样电路设计、闭环控制设计、高频双向切换锁定逻辑电路设计三个方面进行说明。

相同跨导系数采样电路实现

BCDR中的充电电流I_C与放电电流I_D的方向相反，耦合电感电流的流向能够直接反应BCDR的电流流向，因此可以通过对I_L的采样电路的设计来同时实现对充电和放电电流的采样。附图6中所示通过两个阻值均为R_s的采样电阻R_S1和R_S2对流过耦合电感的电流进行采样，其中R_S1与耦合电感的L_c1支路串联，R_S2与耦合电感的L_c2支路串联，采样电阻R_S1和R_S2中间点连接到变压器T的抽头端。放电过程中，当Q₁或Q₂导通时，流过R_S1的电流等于两倍放电电流(2·I_D)，流过R_S2的电流为0；当Q₁和Q₂均关闭时，流过两个采样电阻的电流相同且均等于放电电流值I_D；充电过程中，流过两个采样电阻的电流即为充电电流I_C。通过双向电流镜(bidirectional current mirror)对流过两个采样电阻的电流进行采样，双向电流对应的采样电压值V_s满足式(11)，式中K_I为电流采样系数，k为电流镜比例系数，V_{s_D}和V_{s_C}分别为放电和充电电流对应的采样电压数值(以充电电流方向为正方向)，V_level为采样电压抬升基准值，确保最大放电电流情况下，采样电压信号为正值。

从式(11)可以看出，采用该采样电阻布局方式，BCDR的充电电流和放电电流具有同样的采样比率K_I，在闭环控制时将该电流采样信号V_s(V_{S_D}和V_{S_C})接入到内环闭环控制电路的PID控制器的输入端。

双向闭环控制实现

通过采样电阻的配置，压控电流源的电压控制信号V_control和充放电过程中的电流采样信号V_s严格对应，如附图7所示，为PCU中MEA的域控制信号分布图，该V_mea信号与V_control严格对应。控制信号V_control以V_level为分界，当V_control<V_level时，BCDR受MEA的控制工作在放电状态，且V_control值越小，放电电流越大，直到V_control≤V_{C_min}时，放电电流限流在I_{D_limit}；当V_control>V_level时，BCDR受MEA的控制工作在充电状态，且V_level值越大，充电电流越大，直到V_level≥V_{c_limit}时，充电电流限流在I_{C_limit}；当V_control>V_sr时，PCPU中的HVC_SR模块工作，BCDR受电池管理控制器的作用工作在恒流充电、恒压充电或不工作状态。

对压控电流源的充放电电流进行闭环控制设计，参照式(10)，本发明提出的双向变换器在充放电两个方向均具有相同形式的等效二阶小信号模型，但应用在BCDR中的V_bat、V_bus、C_bus、C_bat、R_D、R_C等参数不一致，为使BCDR达到最佳的稳定性以及动态响应特性，附图6采用了2个独立的二型PID控制器分别对充电和放电电流进行闭环调节。放电状态的PID控制器输出的误差信号经过PWM比较器与三角波比较，其比较信号再由PWM发生器产生相移180°的PWM1和PWM2，再分别经过驱动器驱动Q₁和Q₂。充电状态同理产生占空比可以在0～100％之间变化的PWM3，再分别经过隔离驱动器驱动Q₃。

附图8所示为BCDR作为压控电流源的闭环控制框图，F_{pid_d}和F_{pid_c}为充放电的闭环二型网络补偿器的传递函数，F_g是三角波比例系数。充放电的闭环控制器的PID参数及拓扑参数各自独立设计，目的是保证内环带宽足够大。在该闭环控制方式下，BCDR可以作为连续的双向压控电流源应用在PCU中，对应到外环MEA域控制上的充电域和放电域之间是连续的，避免了以往独立的BCR和BDR模块需要设置域死区的情况，从而提高了一次调节功率母线的动态响应。

高频充放电切换逻辑锁定电路实现

外环控制信号V_control直接反应外环控制器对一次调节功率母线电压的监测，该信号调节速度最快，在充放电切换期间，V_control随一次调节功率母线的能量需求的变化迅速变化并对BCDR的充放电电流作出控制调节。但BCDR的内环PID控制器需同时对V_control和V_s进行闭环控制调节，最终反应到对3个开关管(Q₁,Q₂,Q₃)的PWM的占空比的调节上有很大的延迟，因此该占空比的不能快速响应情况使得高频双向切换的频率不易提高。

mode2和mode4的工作模式，需要设计单独的高频充放电切换逻辑锁定电路来提高切换频率，应满足如下逻辑关系：

(1)放电切充电时，Q₁和Q₂均立即关闭，Q₃立即导通直到耦合电感电流反向储能充电到I_C，之后Q₃受闭环调节工作在占空比为D_{c_on}的PWM状态。

(2)充电切放电时，Q₃立即关闭，Q₁和Q₂维持关闭状态直到耦合电感电流I_L续流到0时，Q₁和Q₂立即工作在最大占空比的PWW状态直到耦合电感反向储能充电到I_D，之后Q₁和Q₂受闭环调节工作在占空比为D_{d_on}的PWM状态。

如表1所示的逻辑功能表即能实现上述2种工况下的逻辑锁定关系，通过V_control和V_s与V_level进行比较(表中比较部分为列与行进行比较，例如：V_control>V_level)，在切换瞬间通过逻辑锁定电路来实现对开关管Q₁、Q₂和Q₃的ON和OFF控制，进而确保在最短的时间内将耦合电感快速续流反向，在此瞬态过程中，内环PID控制器的输出虽变化但对PWM调节不起作用。

表1锁定电路功能表

表1中的逻辑功能可通过附图6中所示的逻辑锁定电路来实现，结合附图3中的时序波形对该逻辑锁定电路进行分析：

t₀-t₁：放电状态的PID处于闭环调节过程中，Q₁和Q₂以占空比D_{d_on}工作在PWM状态，Q₃由V_control<V_level的逻辑关系锁定关闭。

t₁-t₂：放电切换到充电瞬间，外环控制信号V_control迅速增大使得V_control>V_level，而耦合电感电流I_L不能突变使得V_s<V_level，逻辑锁定电路瞬间将Q₁和Q₂置于OFF状态，Q₃置于ON状态，放电闭环控制对应的PID输出电压降低，充电闭环控制对应的PID输出电压升高。

t₂-t₃：充电状态的PID控制器输出电压为高电平，由PID的输出将Q₃置于ON状态，V_control>V_level的比较器输出继续将Q₁和Q₂置于OFF状态。

t₃-t₄：充电状态的PID控制器处于闭环调节过程中，Q₃以占空比D_{c_on}工作在PWM状态，V_control>V_level的比较输出继续将Q₁和Q₂置于OFF状态。

t₄-t₅：充电切换到放电瞬间，外环控制信号V_control迅速变化使得V_control<V_level，从而将Q₃立即置于OFF状态，而V_s>V_level的输出及对应的逻辑锁定电路继续将Q₁和Q₂置于OFF状态，放电闭环控制对应的PID输出电压误差信号升高，充电闭环控制对应的PID输出误差电压信号降低。

t₅-t₆：在t₅时刻，耦合电感电流I_L已经续流到0，使得V_s<V_level解除锁定，放电状态的PID控制器输出为高电平，由该PID的输出将Q₁和Q₂置于以最大占空比D_{d_max}工作的PWM状态，V_control<V_level的比较输出继续将Q₃置于OFF状态。

t₆→：与t₀-t₁工作状态相同。

综上所述，本发明提出的双向DC-DC拓扑结构(Weinberg-buck拓扑)，以及基于该拓扑结构的双向DC-DC变换器，该双向拓扑正反向的数值模型均是二阶最小相位系统，使得该双向变换器易于并联控制，双向变换器在充放电过程中共用同一个耦合电感，因此具备能量双向高频切换的能力。本发明主要应用于新能源系统、电动汽车、航天器电源系统等。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种双向DC-DC 变换器，其特征在于：所述变换器包括耦合电感L、变压器T 和开关管Q1、Q2、Q3，二极管D1、D2、D3、D4；其中，耦合电感L 由两个绕组Lc1 和Lc2 构成；绕组Lc1的同名端与电池相连，绕组Lc1 的异名端与绕组Lc2 的同名端相连，绕组Lc2 的异名端与二极管D1的正极相连，D1 的负极与母线（Vbus）相连，二极管D4 的负极与D1 的正极相连，D4 的正极接地；变压器T 的原边T1 的同名端与绕组Lc2 的同名端相连，T1 的异名端与开关管Q1 的漏极相连，开关管的Q1 源极接地；变压器T 的副边T2 的异名端与绕组Lc2 的同名端相连，T2 的同名端与开关管Q2 的漏极相连，开关管Q2 的源极接地；二极管D2 的正极与开关管Q2 的漏极相连，D2 的负极与D1 的负极相连，二极管D3 的正极与开关管Q1 的漏极相连，D3 的负极与D1 的负极相连；开关管Q3 的源极与D1 的正极相连，Q3 的漏极与D1的负极相连；开关管Q1、Q2、Q3的栅极输入PWM 控制信号，所述耦合电感L 的两个绕组Lc1和Lc2 具有相同的匝比，其电感量为Lc，变压器的两个绕组也具有相同的匝比；所述二极管D1 利用Q3 的源漏间寄生的反向二极管来实现，所述双向DC-DC变换器具有四种工作状态：放电工作状态，放电状态切换到充电状态，充电工作状态，充电状态切换到放电状态，在放电工作状态时，开关管Q1、Q2 工作在相移为180°的PWM 状态，每只开关管的PWM 占空比在0~50%之间调节，二极管D1、D2、D3 工作在截止或续流导通状态，Q3 和D4 不工作，在放电状态切换到充电状态时，开关管Q1 和Q2 关闭，Q3 工作在直通状态，二极管D1、D2、D3、D4 和变压器T 均不工作；耦合电感电流由放电电流值ID 续流到0，之后继续反向充电储能，达到充电电流值IC，之后Q3 受闭环控制工作在PWM 状态，维持充电电流恒定在充电电流值IC，在充电工作状态时，开关管Q3 工作在PWM 波状态，开关周期为Tc，占空比Dc_on 在0~100%之间调节，二极管D4 工作在截止或续流导通状态，Q1、Q2、D1、D2、D3和变压器T 均不工作，在充电状态切换到放电状态时，开关管Q3 立即关闭，二极管D4 续流导通，直到耦合电感续流到电流为0，在此期间开关管Q1 和Q2、二极管D1、D2、D3 和变压器T均不工作；然后，Q1 和Q2 立即工作在最大占空比情况下，忽略Q1 和Q2 工作的PWM 波的占空比之间的死区，则两个开关管轮流给绕组Lc1 支路进行充电，直到该绕组Lc1支路电流达到2 倍放电电流值2·ID；之后，Q1 和Q2 受闭环控制工作在PWM 调节状态，维持放电电流恒定在放电电流值ID。

2.根据权利要求1 所述的变换器，其特征在于：通过两个阻值均为Rs 的采样电阻RS1和RS2 和双向电流镜对流过耦合电感的电流进行采样，其中RS1 与耦合电感的Lc1 支路串联，RS2 与耦合电感的Lc2 支路串联，采样电阻RS1 和RS2 的中间点连接到变压器T 的抽头端。

3.根据权利要求1 所述的变换器，其特征在于：采用2 个独立的PID控制器分别对充电和放电电流进行闭环调节；放电状态的PID 控制器输出的误差信号经过PWM 比较器与三角波比较，其比较信号再由PWM 发生器产生相移180°的PWM1 和PWM2，再分别经过驱动器驱

动Q1 和Q2；充电状态同理产生占空比可以在0~100%之间变化的PWM3，再经过隔离驱动器驱动Q3。

4.根据权利要求1 所述的变换器，其特征在于：所述变换器包括高频充放电切换逻辑锁定电路，所述逻辑锁定电路满足如下逻辑关系：

1）放电切充电时，Q1 和Q2 均立即关闭，Q3 立即导通直到耦合电感电

流反向储能充电到充电电流值IC，之后Q3受闭环调节工作在占空比为Dc_on的PWM状态；

2）充电切放电时，Q3 立即关闭，Q1 和Q2 维持关闭状态直到耦合电感

电流IL 续流到0 时，Q1 和Q2 立即工作在最大占空比的PWW 状态直到

耦合电感绕组Lc1支路电流反向储能充电到2 倍放电电流值2·ID，之后Q1 和Q2 受闭环调节工作在占空比为Dd_on 的PWM 状态。