CN103904920A - 主侧感应输出电流调节 - Google Patents

Abstract

这里所公开的实施例描述了一种控制器在开关功率转换器的输出保持基本上恒定的平均输出电流的方法。在一个实施例中，该控制器使用与主峰值电流调节水平相对应的调节电压以对平均输出电流进行调节。

Description

主侧感应输出电流调节

技术领域

这里所公开的实施例涉及开关功率转换器。更具体地，这里所公开的实施例涉及用于发光二极管（LED）驱动器的开关功率转换器。

背景技术

LED在例如建筑照明、汽车前灯和尾灯、包括个人计算机和高清晰度电视的液晶显示设备的背光灯、闪光灯之类的各种电子应用中得以被采用。与诸如白炽灯和荧光灯之类的常规光源相比，LED具有明显的优势，包括高效率、良好的指向性、颜色稳定性、高可靠性、长寿命、小尺寸和环境安全性。

LED是电流驱动的设备，并且因此对通过LED的电流进行调节是重要的控制技术。LED驱动器通常要求向LED负载提供恒定的直流（DC）电流。常规技术使用开关功率转换器中的主反馈来通过开关周期输出调节提供开关周期。由于LED负载电压相对恒定，所以逐个周期的恒定电流控制生成近似恒定的功率输出。

然而，要求LED驱动器向输入交变电流（AC）源提供高功率因数。开关功率转换器中的功率因数被定义为输送至负载的实际功率与电源所提供的表观功率之比。公用事业公司或政府部门要求开关功率转换器中的功率因数通过调节而超过某个最低水平。因此，开关功率转换器应当利用高功率因数从电源向负载输送电力。通常，高功率因数要求输入电流遵循输入电压，从而得到正弦功率流而不是通过逐个周期的恒定电流控制所产生的、与近似恒定的功率输出相反的恒定功率流。

为了提供高功率因数，常规开关功率转换器的控制器使用主反馈对使用模数转换器（ADC）的功率转换器的主侧电流感应进行采样。该控制器基于主侧电流感应估计输出电流。基于主侧电流感应的反馈，常规开关功率转换器能够对平均输出电流进行调节以提供高功率因数。然而，使用常规开关功率转换器中的ADC增加了系统复杂度。此外，由于常规开关功率转换器的主电流的高速度，ADC必须是高速ADC以便准确采样主电流，因此进一步增加了系统成本。

发明内容

这里所公开的实施例提供了一种LED驱动器的开关功率转换器对该开关功率转换器的输出处基本上恒定的平均输出进行调节的方法。在一个实施例中，控制器允许输出电流逐个开关周期地进行变化，但是对平均输出电流进行调节以便基本上是恒定的。

为了对平均输出电流进行调节，该控制器基于来自之前开关周期的调节电压而针对功率转换器的每个开关周期估计输出电流。该调节电压对应于峰值主侧电流。该调节电压基于参考输出电流和针对每个开关周期的平均估计输出电流的比较进行修正以对平均输出电流进行调节。

说明书中所描述的特征和优势并非是无所不包的，特别地，鉴于附图和说明书，许多附加的特征和优势对于本领域技术人员而言将是显而易见的。此外，应当注意的是，说明书中所使用的语言原则上已经出于可读性和指示性的目的进行了选择，而并未被选择用来对发明主题加以勾画或限定。

附图说明

通过结合附图考虑以下详细描述，能够轻易理解这里所公开的实施例的教导。

图1是根据一个实施例的开关功率转换器的电路图。

图2是开关功率转换器的示例的逐个周期的波形图。

图3是开关功率转换器的示例的长时间段波形。

具体实施方式

附图和以下描述通过说明仅涉及优选实施例。应当注意的是，通过以下讨论，这里所公开的结构和方法的可替换实施例将被轻易认可作为可以在不背离这里所讨论的原则的情况下而被采用的可靠替换形式。

现在将详细参考若干实施例，其示例在附图中予以图示。所要注意的是，在任何可行之处都可以在附图中使用相似或相同附图标记并且其指示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的对实施例进行描绘。本领域技术人员将从以下描述轻易认识到，可以采用这里所图示的结构和方法的可替换实施例而并不背离这里所描述的原则。

这里所公开的实施例描述了一种LED驱动器的AC/DC回扫（flyback）开关功率转换器的控制器基于主侧感应技术将平均输出电流调节为参考电流的方法。在一个实施例中，该控制器允许输出电流逐个开关周期地发生变化，但是在长的时间段内保持相对恒定的平均输出电流，由此提供高的功率因数。在一个实施例中，不同于使用ADC来对主电流进行采样，该控制器使用对应于峰值主侧电流的调节电压Vipk_d来对功率转换器的平均输出电流进行调节。

图1图示了根据一个实施例的AC至DC的回扫开关功率转换器100。开关功率转换器100包括功率级和次输出级。功率级包括开关Q1（被示为双极结晶体管（BJT））和功率变压器T1。功率变压器T1包括主绕组Np、次绕组Ns和辅助绕组Na。次输出级包括二极管D₁和输出电容器C₁。控制器101使用输出驱动信号103来控制开关Q1的ON状态和OFF状态，该输出驱动信号103为具有开启时间（T_ON）和关闭时间（T_OFF）的脉冲的形式。换句话说，控制器101生成对开关Q1进行驱动的输出驱动信号103。

AC功率从AC电源（未示出）接收并且被整流以提供未经调节的输出电压V_IN。由于二极管D₁在开关Q1开启时变为反向偏压，所以输入功率在开关Q1开启时被存储在变压器T1中。经整流的输入功率随后在开关Q1关闭时被传输至跨接电容器C₁的LED串105而作为次电流Isec流过D₁。二极管D₁用作输出整流器而电容器C₁则用作输出滤波器。所产生的经调节的输出电压V_OUT和经调节的输出电流I_O被输送至LED串105。

如之前所提到的，控制器101生成适当开关驱动脉冲103以对开关Q1的开启时间和关闭时间进行控制，由此对输出电流I_O进行调节。对于每个开关周期，控制器101基于从开关功率转换器100之前的开关周期所感应的输出电压V_SENSE和所感应的主侧电流I_pri使用反馈回路，以诸如脉宽调制PWM模式之类的各种操作模式来控制开关Q1。I_SENSE被用于通过主绕组Np和开关Q1来感应以跨感应电阻器R_is的感应电压为形式的主电流I_pri。输出电压V_OUT跨变压器T1的辅助绕组Na而得到反映，其作为电压V_SENSE而经由电阻器R₁和R₂所构成的电阻分压器输入至控制器101。

如图1所示，在一个实施例中，控制器101包括多个不同电路。在其它实施例中可以使用与图1所示以外的其它电路。

TR传感器107接收电压V_SENSE。在一个实施例中，TR传感器107在每个开关周期内检测V_SENSE信号中的膝处电压（knee voltage）（即，下降沿）。在一个实施例中，膝处电压V_KNEE被TR计数器109用来基于膝处电压V_KNEE计算变压器T1的次绕组Ns的重置时间T_R。重置时间T_R是电流脉冲在次绕组Ns上的持续时间，例如次绕组的磁场坍塌的时间。

电流估计器111针对功率转换器100的每个开关周期估计输出电流。在一个实施例中，电流估计器111基于来自之前开关周期的调节电压Vipk_d、来自之前开关周期的重置时间T_R、变压器T1的绕组数量N、感应电阻器R_is的电阻以及之前开关周期的周期T_P而针对功率转换器100的每个开关周期计算估计输出电流Isec_est。在一个实施例中，估计输出电流Isec_est被定义为：

$I\sec \_\mathrm{est}=\frac{V_{\mathrm{ipk}\_d}{T}_{R}N}{2R_{\mathrm{is}}{T}_P}=\frac{V_{\mathrm{ipk}\_d}{T}_R}{T_P}{K}_{\mathrm{cr}}$

其中 $K_{\mathrm{cr}}=\frac{N}{2R_{\mathrm{is}}}$

电流估计器111将估计输出电流Isec_est输出至低通滤波器113。低通滤波器113去除（即，过滤）估计输出电流Isec_est中的任意高频波纹以产生实质上恒定的平均输出电流估计Io_avg_est。注意，实质上恒定的平均输出电流估计Io_avg_est可以在所定义的滞后水平（hysteresis levels）内波动。比较器115接收平均输出电流估计Io_avg_est并且将其与参考输出电流Io_ref进行比较。参考输出电流Io_ref表示调节目标并且可以以各种方式所生成。例如，可以使用恒定参考输出电流，其产生恒定的电流输出。在一个实施例中，输入电流是正弦的并且与输入电压同相以便提供高的功率因数。比较器115向补偿器119提供平均输出电流估计Io_avg_est和参考输出电流Io_ref之间的差值117。

在一个实施例中，补偿器119生成调节电压Vipk_d，其对功率转换器100的每个开关周期中的主峰值电流调节水平进行控制。特别地，调节电压Vipk_d被用来对开关功率转换器100的后续开关周期中的主峰值电流调节水平进行调节。注意，Vipk_d是调节电压的数字表示形式。

在一个实施例中，可以设置初始调节电压。补偿器119可以在开关转换器100的每个开关周期期间基于平均输出电流估计Io_avg_est和参考输出电流Io_ref之间的差值117来更新调节电压。因此，该补偿器可以基于平均输出电流估计Io_avg_est和参考输出电流Io_ref之间的差值117增大或减小调节电压Vipk_d以便对功率转换器的平均输出电流进行调节。在一个实施例中，调节电压Vipk_d还反馈至电流估计器111。电流估计器111使用调节电压Vipk_d来计算功率转换器100的后续开关周期的估计输出电流Isec_est以对该开关周期中的平均输出电流进行调节。

调节电压Vipk_d还被提供至数模转换器（DAC）121。DAC 121将调节电压Vipk_d转换为调节电压Vipk_d的模拟表示形式Vipk。比较器123将调节电压Vipk与电压I_SENSE进行比较。基于该比较，比较器123确定所感应的峰值主电流调Ipri_pk是否达到了与调节电压Vipk相关联的期望参考电流。当所感应的主峰值电流超过参考阈值时，比较器123生成信号125，该信号125被传送至PWM单元127以终止开关Q1的开启状态。PWM 127输出驱动器输出103，其基于信号125而对开关Q1的开启状态（和关闭状态）进行控制。

现在参考图2，示出了图1所示的电路实施例的时序图。特别地，在多个开关周期上示出了输出驱动信号103、调节电压Vipk、主侧电流I_pri、次电流I_sec、所感应的输出电压V_SENSE和估计输出电流Isec_est的波形。

时间段t₁至t₂表示功率转换器100的开关周期的周期T_P。在时间t₁，输出驱动信号变换为高201，因此开启开关Q1。当输出驱动信号为高201时，调节电压Vipk基于从之前开关周期所计算的估计输出电流Isec_est而被设置为第一电平203。注意，调节电压Vipk在时间段t₁至t₂之间的开关周期内保持为第一电平203。

当开关Q1在时间t₁被开启时，主侧电流I_pri增大直至在时间t₃达到峰值主侧调节电流I_{pri_pk}。峰值主侧调节电流I_{pri_pk}对应于V_ipk/R_is。在时间t₃，输出驱动信号转变为低205，因此关闭开关Q1。在时间段t₁至t₃期间，次侧电流Isec和感应输出电压V_SENSE近似为零。此外，在时间段t₁至t₃期间，估计输出电流Isec_est处于第一电平207。

当开关Q1在时间t₃关闭时，二极管D1变为前向偏压并且次侧电流Isec达到峰值次侧电流Isec_pk。此外，在时间t₃，输出电压Vout跨变压器T1的辅助绕组Ta得以反映并且被表示为V_SENSE。在时间段t₃至t₄期间，次侧电流Isec降低而在时间t₄近似为零。在时间段t₃和t₄期间，感应输出电压V_SENSE也降低直至在时间t₄达到膝处电压。在时间t₄和t₂之间，感应输出电压V_SENSE振铃直至下一个开关周期开始。

时间段t₂至t₅表示功率转换器100的后续开关周期。如以上所描述的，控制器101基于来自由时间t₁至t₂所定义的之前开关周期的调节电压Vipk_d、重置时间T_R和开关周期的周期T_P来计算估计输出电流Isec_est。因此，控制器101至少部分基于来自由时间t₁至t₂所定义的第一开关周期的调节电压Vipk_d的第一电平203、周期Tp和重置时间Tr，而针对在时间段t₂至t₅期间所定义的后续开关周期计算估计输出电流Isec_est的第二电平211。控制器101执行类似选项而针对在时间段t₅至t₆所定义的开关周期计算估计输出电流Isec_est的电平213。

图3是图1所示的电路实施例在一段时间内的时序图。特别地，示出了一段时间内的输入电压Vin、输入电流Iin和估计输出电流Isec_est的波形。在图3中，输入电流Iin遵循输入电压Vin，因此提供高的功率因数。此外，虽然功率转换器100所计算的估计输出电流Isec_est也遵循输入电压Vin，但是平均输出电流Io_avg_est在该时间段内相对恒定，因此向LED串105提供相对恒定的平均输出电流。也就是说，估计输出电流Isec_est能够在估计输出电流Isec_est的正弦属性所示出的每个开关周期期间有所变化。然而，控制器100将平均输出电流Io_avg_est调节为在多个开关周期期间是相对恒定的。

通过阅读本公开，本领域技术人员将会意识到针对开关功率转换器的另外的可替换设计。因此，虽然已经图示并描述了特定实施例和应用，但是所要理解的是，这里所讨论的实施例并不局限于这里所公开的确切构造和组件，并且可以对这里所公开的方法和装置的部署、操作和细节进行本领域技术人员将显而易见的各种修改、改变和变化，而并不背离本公开的精神和范围。

Claims (14)

1.一种开关功率转换器，包括：

变压器，包括耦合至输入电压的主绕组和耦合至所述开关功率转换器的输出的次绕组；

开关，耦合至所述变压器的所述主绕组，通过所述主绕组的电流在所述开关开启时被生成而在所述开关关闭时并不被生成；

控制器，被配置为生成控制信号以在所述开关的每个开关周期开启或关闭所述开关以在所述开关功率转换器的所述输出保持基本上恒定的平均输出电流；

其中所述控制器被配置为通过基于从来自之前开关周期的感应的输出电压所计算的所述变压器的重置时间和与所述之前开关周期中通过所述主绕组的所述电流的峰值相对应的调节电压，针对所述开关的每个开关周期估计平均输出电流而生成所述控制信号。

2.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为针对所述开关的每个开关周期估计所述平均输出电流。

3.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为基于所述平均输出电流和参考输出电流之间的比较而生成所述调节电压。

4.根据权利要求3所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为通过对来自之前开关周期的之前计算的调节电压进行修改而生成所述调节电压。

5.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为基于与通过所述主绕组的所述峰值电流相对应的感应的峰值主侧电压信号和所述调节电压之间的比较而生成所述控制信号。

6.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为通过从所计算的估计输出电流中去除高频噪声而估计所述平均输出电流。

7.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制器进一步被配置为基于所述感应的输出电压来计算所述变压器的所述重置时间。

8.一种在控制器中对开关功率转换器进行控制的方法，所述开关功率转换器包括耦合在所述开关功率转换器的输入电压和输出之间的变压器，所述变压器包括耦合至所述输入电压的主绕组和耦合至所述开关功率转换器的所述输出的次绕组，以及耦合至所述变压器的所述主绕组的开关，通过所述主绕组的电流在所述开关开启时被生成而在所述开关关闭时并不被生成，所述方法包括：

基于从感应的输出电压所计算的、来自之前开关周期的所述变压器的重置时间和与所述之前开关周期中通过所述主绕组的所述电流的峰值相对应的调节电压，来针对所述开关的每个开关周期估计平均输出电流；并且

基于所估计的平均输出电流而生成用于在所述开关的每个开关周期开启或关闭所述开关的控制信号，以在所述开关功率转换器的所述输出保持基本上恒定的平均输出电流。

9.根据权利要求8所述的方法，其中基于所述之前开关周期的持续时间、所述变压器的绕组数量和耦合至所述开关和接地端的感应电阻器的电阻，而针对所述开关的每个开关周期进一步估计所述平均输出电流。

10.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

将所述平均输出电流和参考输出电流进行比较；并且

基于所述比较生成所述调节电压。

11.根据权利要求10所述的方法，其中生成所述调节电压包括：

对来自之前开关周期的之前计算的调节电压进行修改以生成所述调节电压。

12.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

将与通过所述主绕组的所述峰值电流相对应的感应的主侧电压信号与所述调节电压进行比较；以及

基于所述比较生成所述控制信号。

13.根据权利要求8所述的方法，其中估计所述平均输出电流包括：

计算估计输出电流；以及

从所述估计输出电流中去除高频噪声以生成所述平均输出电流。

14.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

基于所述感应的输出电压计算所述变压器的所述重置时间。

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