CN103869870A - 多准位功率控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种多准位功率控制系统，其包含功率状态控制器、电力装置和多准位功率驱动器。所述功率状态控制器输出相位缺口波形。所述多准位功率驱动器按多个功率准位中的一者驱动所述电力装置，将所述相位缺口波形译码为功率跳阶命令，且根据所述功率跳阶命令从所述功率准位中的一者切换为所述功率准位中的另一者。

Description

多准位功率控制系统
技术领域
本发明是有关于一种功率控制系统，且特别是有关于一种多准位功率控制系统。
背景技术
一般来说，典型吊灯或吊扇使用壁装式电力开关以提供基本接通(on)-切断(off)控制。然而，目前大多数壁装式开关为单刀单掷类型。因此，在大多数现有家庭照明系统中，典型壁装式开关仅在两条交流（alternating current；简称AC）线路其中之一而非两者中断电流回路（current-flow loop）。如图1所示，两条交流线101（AC1）和102（AC2）向吊灯105提供市电交流电压（utility AC voltage）100。但仅交流线102实际上布线到壁式开关104的输入侧。壁式开关的输出侧经由回线103连接回到灯105。
常规电力开关（例如，壁式开关104）仅能提供接通-切断功能。在其接通位置，电力开关提供一无阻碍电流回路；而在其切断位置，电力开关断开（或隔离）负载（例如，灯105）与提供市电交流电压的一条或两条交流线。如此，常规电力开关仅能提供其负载在全通或全关两种功率的选择。
发明内容
因此，本发明提供一种多准位功率控制系统。所述系统以简单架构提供多个中间功率准位。
本发明的实施例提供一种多准位功率控制系统。所述多准位功率控制系统包含功率状态控制器、电力装置（例如，发光二极管照明,LED lighting，或吊扇）、多准位功率驱动器、第一交流线、第二交流线以及中继交流线。
所述功率状态控制器输出相位缺口波形（phase-notch pattern）。所述多准位功率驱动器按多个功率准位中的一者驱动所述电力装置，将所述相位缺口波形译码为功率跳阶命令，且根据所述功率跳阶命令从所述功率准位中的一者切换为所述功率准位中的另一者。所述第一交流线耦接于市电交流电压与所述多准位功率驱动器之间。所述第二交流线耦接于所述市电交流电压与所述功率状态控制器之间。所述中继交流线耦接于所述功率状态控制器与所述多准位功率驱动器之间。所述功率状态控制器和所述多准位功率驱动器两者由所述市电交流电压通过所述第一交流线、所述第二交流线和所述中继交流线供电。所述功率状态控制器经由所述中继交流线上将第一相位缺口波形输出到所述多准位功率驱动器。
为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。
附图说明
图1为示出常规功率控制系统的示意图；
图2A、图2B、图3A和图3B为示出根据本发明的实施例的一些典型相位缺口波形的示意图；
图4为示出根据本发明的实施例的多准位功率控制系统的示意图；
图5为示出图4的多准位功率控制系统中的一些典型波形的示意图；
图6为示出图4的多准位功率控制系统的状态图；
图7为示出根据本发明的实施例的相位缺口产生器的示意图；
图8为示出根据本发明的实施例的相位缺口译码器的示意图；
图9为示出图8的相位缺口译码器中的一些典型波形的示意图；
图10为示出根据本发明的另一实施例的多准位功率控制系统的示意图；
图11为示出图10的多准位功率控制系统中的一些典型波形的示意图；
图12为示出根据本发明的另一实施例的多准位功率控制系统的示意图；
图13为示出由图12的多准位功率控制系统执行的多准位功率控制方法的流程图。
附图标记说明：
100：市电交流电压；
101、102：交流线；
103：回线；
104：壁式开关；
105：灯；
201、202、301、302：交流电压波形；
400：交流线电压；
401、402：市电交流线；
403：中继交流线；
404、405、406：线路；
407、408：直流线路；
410：LED照明驱动器；
411：桥式整流器；
412：直流转直流功率转换器；
413：相位缺口译码器；
414：功率准位寄存器；
420：功率状态控制器；
421：被动式红外线传感器；
422：VCC电压供应电路；
423：零交越检测器；
424：功率状态控制逻辑电路；
425：相位缺口产生器；
426：高电压线性调节器；
427：光传感器；
428：第二准位持续时间计时器；
429：功率状态寄存器；
430：LED灯；
601～603：状态；
700：时脉倍频器；
702：相位差放大器；
703：压控振荡器；
704：线路；
705：计数器；
711：比较器；
712：线路；
714：逻辑反相器；
715：SR型双稳态正反器；
716、717：二进制比较器；
718：二进制计数器；
801：零交越比较器；
802：线路；
803：上升沿脉冲产生器；
804：下降沿脉冲产生器；
805、806：线路；
807：时脉倍频器；
808：时脉信号；
809：缺口宽度计数器；
811、812：二进制比较器；
815：与门；
816：SR双稳态正反器；
901～903：波形；
1000：交流线电压；
1001、1002：市电交流线；
1003：中继交流线；
1005：线路；
1010：LED照明驱动器；
1011：桥式整流器；
1012：直流转直流功率转换器；
1013：相位缺口译码器；
1014：功率准位寄存器；
1020：功率状态控制器；
1021：触摸传感器；
1023：零交越检测器；
1024：触摸信号主动滤波器；
1025：功率状态控制逻辑电路；
1026：相位缺口产生器；
1029：功率状态寄存器；
1030：LED灯；
1101～1103：波形；
1200：交流线电压；
1201、1202：市电交流线；
1203：中继交流线；
1204：电源开关；
1205、1206：按钮致动器；
1208：3相无刷直流风扇；
1209：地线；
1210：风扇调速器；
1211：桥式整流器；
1212：风扇马达驱动器；
1213：相位缺口译码器；
1214：速度等级寄存器；
1220：功率状态控制器；
1224：上触发线路；
1225：下触发线路；
1226：微控制器单元；
1227：相位缺口产生器；
1228：线路；
1229：闪存；
1301～1308：步骤；
AC1、AC2：交流线；
C1～C8：线路周期；
C4：半交流周期；
C1、C2：电容器；
D1～D5、D11～D15、ZD1：二极管；
Fin：线路频率；
Q1、Q2：电力开关；
R1、R2、R5～R8：电阻器；
T1～T7：时间；
Vea：误差电压；
α1、α2：相位角；
β1：预置下限；
β2：预置上限。
具体实施方式
需要提供用于照明系统的一个或一个以上中间功率准位。举例来说，除完全接通状态和完全切断状态之外，还有20%功率的低准位和50%功率的中间准位。还需要在不添加任何一条或一条以上额外控制线到原始的两条交流电源线路的情况下提供这种中间功率准位控制。
需要不使用例如双向可控硅调光器（triac dimmer）等连续切相控制方法。双向可控硅调光器容易产生严重电磁干扰（electro-magnetic inference；简称EMI）、噪声和严重电流波形谐波失真。
需要不使用射频（radio frequency；简称RF）或红外线（infra-red；简称IR）遥控方法。RF和IR遥控方法通常是昂贵的且设计复杂。另外，IR接收器不能在高于80℃的环境温度下操作。不幸的是，一体式发光二极管（LED）灯在高于80℃的温度下工作非常普遍。另一方面，RF遥控接收器经常遭受由例如微波炉和车库门遥控器等各种家用电器产生的电磁干扰噪声的影响。
还需要提供不需人工干预的智能或自动照明控制或空调控制。
为了实施多准位功率控制系统，需要安装功率状态控制器（例如，壁装式触控板）以取代壁式开关，且将功率跳阶信号译码器传送到受控装置（例如，LED灯）的功率驱动器。
多准位功率控制系统包含用于切换多个功率准位或功率状态的逐步升高命令，其中状态N轮转回到状态1。举例来说，逐步升高命令信号的第一次，触发从状态1到状态2的状态改变。逐步升高命令信号的第二次，触发从状态2到状态3的状态改变。逐步升高命令信号的第三次，触发从状态3到状态4的状态改变。逐步升高命令信号的第四次，则触发从状态4再回到状态1的状态改变。
多准位功率控制系统还包含逐步降低命令，其中状态1轮转到状态N。举例来说，逐步降低命令信号的第一次，触发从状态4到状态3的状态改变。逐步降低命令信号的第二次，触发从状态3到状态2的状态改变。逐步降低命令信号的第三次，触发从状态2到状态1的状态改变。逐步降低命令信号的第四次，则触发从状态1再到状态4的状态改变。
多准位功率控制系统还包含电力接通命令和电力切断命令。电力接通、电力切断和功率跳阶命令可由一个或一个以上致动器触发。本发明中主要阐述两种致动器，即手动致动器和自动致动器。手动致动器可为拨动开关、按钮、控制旋钮、触控板或触摸传感器。自动致动器可为光传感器、声音传感器、温度传感器、压力传感器、湿度传感器、图像传感器、摄影机、RF传感器或被动式红外线（passive infra-red；简称PIR）传感器。
逐步升高命令和逐步降低命令统称为功率跳阶命令。每个功率跳阶命令可由事先约定的相位缺口波形表示。相位缺口波形定义为如下情况：通过暂时中断单个交流线周期中从相位角α1到相位角α2的电流路径，正弦交流电压的一部分被阻断为零值。应注意，相位角α1和α2为预定值，通常小于360°。
在本发明的实施例中，功率状态控制器取代常规壁式开关。功率状态控制器包含相位缺口产生器和功率状态控制逻辑电路。多准位功率驱动器连结到受控装置（例如，吊灯或吊扇）。多准位功率驱动器包含功率转换器、相位缺口译码器和功率准位寄存器。
功率状态控制器的功率状态控制逻辑电路中的功率状态寄存器（其值可从0到N）和受控装置中的功率准位寄存器（其值可从1到N）同步为相同值。每个值表示不同功率状态。应注意，功率准位寄存器并不具有值0；且N为大于1的预定正整数。
功率跳阶命令：
功率状态控制器通过暂时中断电流路径且进而使正弦电压波形的某一部分被阻断为零而从原始正弦电压波形产生相位缺口波形。相位缺口波形的每次发布对应于功率跳阶命令。一般来说，对于多准位功率控制系统，其使用仅单个致动器和仅一个类型的功率跳阶命令，且因此需要仅一个类型的相位缺口波形。举例来说，触摸传感器可触发逐步降低命令。
然而，在一些系统中，需要具有一个以上类型的功率跳阶命令。举例来说，在吊扇控制系统中，逐步升高命令用以指示风扇加速一个等级，而逐步降低命令用以指示风扇减速一个等级。在具有两个类型的功率跳阶命令为特征的系统中，大体上需要两个不同的相位缺口波形。每个相位缺口波形对应于一种不同的功率跳阶命令。
还应注意，两个不同功率跳阶命令通常需要两个独立致动器。举例来说，在上述吊扇控制系统中，第一按钮可用于逐步升高命令；且第二按钮可用于逐步降低命令。
相位缺口波形的定义：
市电交流电压具有正弦波形，所述正弦波形具有50赫兹或60赫兹的交流频率。从0°到360°的每个全交流线周期具有两个零交越(zero-crossing)点，一个在相位角0°处，且另一个在相位角180°处。
本发明的实施例在原始正弦电压波形上产生相位缺口波形以发布功率跳阶命令。相位缺口波形为电压准位为零伏特且宽度为交流线周期的预定数量的相位角的信号。举例来说，交流电压波形201从相位角α1到相位角α2被阻断为零伏特，如图2A所示。
通常，相位角α1和α2设置为360°或更短。在图2A中，交流电压波形201具有相位缺口波形[α1,α2]，其中α1=150°，且α2=240°。相位缺口波形[α1,α2]的宽度为α2减α1。因此，交流电压波形201中的相位缺口波形的宽度为240°-150°=90°。
图2B说明供应到负载（受控装置）的交流线电压波形202的八个线路周期C1-C8。在图2B中，交流电压波形202中,具有在线路周期C2中的相位缺口波形[150°,240°]。另外，交流电压波形202中,具有在交流周期C6中的相位缺口波形[120°,180°]。
在图3A中，交流电压波形301具有在线路周期C2中的相位缺口波形[0°,180°]，和在交流周期C6中的另一[0°,180°]相位缺口波形。
在图3B中，交流电压波形302具有在线路周期C2中的相位缺口波形[0°,360°]，和在交流周期C6中的另一[0°,360°]相位缺口波形。
第一优选实施例：
图4中示出根据本发明的实施例的双准位被动式红外线照明控制系统。所述系统包含LED灯430、双准位LED照明驱动器410、PIR触发功率状态控制器420、两条市电交流线401（AC1）和402（AC2）、中继交流线403，以及两条直流（DC）线路407和408。
市电交流线401和402的左端耦接到交流线电压400（例如，市电交流电压）。系统从两条市电交流线401（AC1）和402（AC2）接收其操作功率。所述功率状态控制器420和所述LED照明驱动器410两者由所述交流线电压400通过市电交流线401、402和中继交流线403供电。实际上，大多数交流线配置于天花板上方，而将一段市电交流线402引到壁装式功率状态控制器420，且接着中继交流线403回到LED灯430。
所述LED照明驱动器410还包含两个交流输入端和两个直流输出端。LED照明驱动器410的第一交流输入端耦接到市电交流线401；LED照明驱动器410的第二交流输入端耦接到中继交流线403。LED照明驱动器410的两个直流输出端经由直流线路407和408耦接到LED灯430。
另外，LED照明驱动器410包含桥式整流器411、阻断二极管D15、和主体电容器(bulk capacitor)C2、直流转直流功率转换器412、相位缺口译码器413、功率准位寄存器414以及耦接到线路405上的经整流交流电压的分压器电阻器对R5和R6。功率准位寄存器414耦接到相位缺口译码器413。直流转直流功率转换器412耦接到功率准位寄存器414。桥式整流器411耦接到市电交流线401和中继交流线403以及相位缺口译码器413。阻断二极管D15的阳极端耦接到桥式整流器411。主体电容器C2耦接到阻断二极管D15的阴极端。
所述桥式整流器411从市电交流线401和中继交流线403接收交流电压，且在线路405上产生经整流交流电压。线路405上的经整流交流电压经由阻断二极管D15将电容器C2充电到主体直流电压。所述直流转直流功率转换器412将电容器C2上的主体直流电压转换为恒定直流电流，且向LED灯430供应恒定直流电流。应注意，根据功率准位寄存器414中记录的整数值而调节所述恒定直流电流的量值。换句话说，直流转直流功率转换器412在对应于功率准位寄存器414中记录的值的功率准位下驱动LED灯430。
在本发明的一些实施例中，直流转直流功率转换器412可在LED照明驱动器410与LED灯430之间提供电流隔离（galvanic isolation）。在那些实施例中，直流转直流功率转换器412可为反激转换器（flyback converter）、正激转换器（forward converter）或半桥转换器（half-bridge converter）。
在本发明的一些其它实施例中，直流转直流功率转换器412不在LED照明驱动器410与LED灯430之间提供电流隔离。在那些实施例中，直流转直流功率转换器412可为直流转直流转换器或线性调节器。
所述功率状态控制器420包含电流控制电路。电流控制电路包括以桥式整流器方式连接的金属氧化物半导体场效应晶体管（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor；简称MOSFET）电力开关Q1和四个二极管D1、D2、D3、D4。电力开关Q1的漏极端连接到二极管D1和D3的阴极端。而电力开关Q1的源极端连接到二极管D2和D4的阳极端。电流控制电路具有交流输入端和交流输出端。交流输入端耦接到所述市电交流线402；交流输出端耦接到所述中继交流线403。二极管D1的阳极端和二极管D2的阴极端耦接到交流输入端。二极管D3的阳极端和二极管D4的阴极端耦接到交流输出端。
当相位缺口产生器425接通电力开关Q1时，电流控制电路连接市电交流线402与中继交流线403以形成到LED照明驱动器410的电流路径。当相位缺口产生器425切断电力开关Q1时，电流控制电路断开市电交流线402与中继交流线403以中断电流路径。
所述功率状态控制器420还包含分压器电阻器对R1和R2、零交越检测器423、VCC电压供应电路422和高电压线性调节器426。高电压线性调节器426耦接于电力开关Q1的漏极端与源极端之间。高电压线性调节器426包含上拉电阻器R3、齐纳二极管（zener diode）ZD1、MOSFET电力开关Q2、阻断二极管D5和电容器C1。电阻器R1的选定电阻为1兆欧，电阻器R2的选定电阻为16千欧，R3的电阻也为1兆欧。齐纳二极管ZD1选定为约12伏特。当电力开关Q1切断时，分压器对电阻器R1和电阻器R2向零交越检测器423提供交流线电压的缩小版。当电力开关Q1切断且电流路径中断时，高电压线性调节器426通过从市电交流线402和中继交流线403窃取一些功率来对电容器C1充电。已充电电容器C1提供主体电压(bulk voltage)。VCC电压供应电路422耦接到高电压线性调节器426。VCC电压供应电路422从电容器C1接收主体电压以产生用于功率状态控制器420的操作电压VCC。零交越检测器423耦接到电阻器R1和电阻器R2以检测交流线电压波形的零交越点。
应注意，在产生或中断到LED照明驱动器410的AC电流路径方面，电力开关Q1起常规壁式开关的作用。在电力开关Q1接通的情况下，在正半交流周期期间，当市电交流线401相对于市电交流线402具有较高电压时，电流从市电交流线401流动通过二极管D11、二极管D15、电容器C2、二极管D14、中继交流线403、二极管D3、电力开关Q1、二极管D2，且回到市电交流线402。此电流主要用以对电容器C2充电。
在负半交流周期期间，当市电交流线402相对于市电交流线401具有较高电压时，电流从市电交流线402流动通过二极管D1、电力开关Q1、二极管D4、中继交流线403、二极管D13、二极管D15、电容器C2、二极管D12，且回到市电交流线401。此电流也用以对电容器C2充电。
因此，当电力开关Q1接通时，电力开关Q1将市电交流线402与中继交流线403连接为直接接触。这实际上类似于常规壁式开关处于接通位置。
另一方面，当电力开关Q1切断时，上述电流路径现将电阻为1兆欧的电阻器R1包含于回路中。到电容器C2中的充电电流将因为额外电阻而减小很多。在存储于电容器C2中的能量耗尽的情况下，LED照明驱动器410将随即关闭直流转直流功率转换器412。
应注意，当电力开关Q1接通时，基本上没有电压跨越电力开关Q1的漏源结（drain-source junction）。换句话说，线路404上不存在对电容器C1充电的电压。所述VCC电压供应电路422将随即耗尽其电源。由于当电力开关Q1切断时高电压线性调节器426仅可从交流线窃取功率，因此有必要使电力开关Q1在每个交流线周期中的某一部分内切断。如稍后将描述，此偷电要求可由短相位缺口波形良好地支持。
这个实施例中的电力开关Q1为N型MOSFET。在本发明的一些其它实施例中，电力开关Q1可被双极功率晶体管（bipolar power transistor）或绝缘门双极晶体管（insulated gate bipolar transistor；简称IGBT）取代。
所述功率状态控制器420还包含被动式红外线传感器421、相位缺口产生器425、功率状态控制逻辑电路424、第二准位持续时间计时器428和光传感器427。功率状态控制逻辑电路424耦接到被动式红外线传感器421、光传感器427、第二准位持续时间计时器428和相位缺口产生器425。所述被动式红外线传感器421检测温热身体的存在，且作为对应而触发功率跳阶命令序列。被动式红外线传感器421和光传感器427在这个实施例中充当致动器。
在这个优选实施例中，存在三个功率状态，但只有两个功率准位。对应于功率第二准位的全（100%）功率状态；对应于功率第一准位的低（20%）功率状态；以及切断（0%）状态。这个优选实施例仅使用一个类型的功率跳阶命令，这将LED照明驱动器410在第二准位功率与第一准位功率之间双态切换（toggle）。[0°,180°]相位缺口波形指定为用于相位缺口产生器425和相位缺口译码器413的双态切换命令。
在白天，当存在足够环境光时，光传感器427提供逻辑高信号以将功率状态控制逻辑电路424设置为切断状态，这便切断电力开关Q1。在夜间，光传感器427输出逻辑低信号。光传感器427的输出信号的下降沿触发功率状态控制逻辑电路424，这接通电力开关Q1且将包含于功率状态控制逻辑电路424中的功率状态寄存器429的值重置为1。LED照明驱动器410启动（powerup），其中功率准位寄存器414以预设值1重新启动。其指示直流转直流功率转换器412向LED灯430提供第一准位（20%）功率。
接着，如图5和图6所示，在时间T1时，PIR传感器421检测到移动的温暖身体的存在，其向功率状态控制逻辑电路424发布触发脉冲。功率状态控制逻辑电路424指示相位缺口产生器425发布从T1到T2的[0°,180°]相位缺口波形。电力开关Q1从T1到T2为切断的。一旦检测到相位缺口波形，且在短处理延迟之后，LED照明驱动器410中的相位缺口译码器413将即刻在T3时指示功率准位寄存器414双态切换到第二准位功率状态。如上所述，功率准位寄存器414的值控制由直流转直流功率转换器412输出的功率准位。因此，直流转直流功率转换器412接着向所述LED灯430提供全功率。
应注意，在T1时，功率状态控制逻辑电路424也将其功率状态寄存器429的值改变为2。另外，功率状态控制逻辑电路424也在T1时启动第二准位持续时间计时器428。在第二准位持续时间计时器428在T4（例如，T3之后60秒）时已计数到预设持续时间之后，第二准位持续时间计时器428将超时信号传回到功率状态控制逻辑电路424，功率状态控制逻辑电路424又指示相位缺口产生器425发布从T4到T5的另一[0°,180°]相位缺口波形。一旦检测到第二相位缺口波形，且在短处理延迟之后，相位缺口译码器413将即刻在T6时指示功率准位寄存器414双态切换回到第一准位。直流转直流功率转换器412接着向LED灯430提供第一准位或20%功率。应注意，在T4时，功率状态控制逻辑电路424也将其功率状态寄存器429的值重置回1。只要功率状态控制逻辑电路424接通，功率状态寄存器429和功率准位寄存器414的值便始终同步为相等的。
应注意，如图5所示，线路405上的经整流交流电压具有两个类型的相位缺口波形。如上所述，第一相位缺口波形[0°,180°]用作功率跳阶命令以将直流转直流功率转换器412的输出功率在第一准位与第二准位之间双态切换。用于功率跳阶命令的这个单触发相位缺口波形，在几千个甚至几百万个交流线周期才产生一次。
第二相位缺口波形[150°,180°]产生于每个AC半周期中以启用高电压线性调节器426以窃取少量功率来维持功率状态控制器420的操作。由于第二相位缺口仅为30°宽，因此其将不会被相位缺口译码器414混淆为180°宽的波形以用于双态切换命令。而且，考虑到LED照明驱动器410及其直流转直流功率转换器412，在操作功能性方面，具有30°短相位缺口的输入电压波形将呈现为与正常无缺口波形基本上无差异。
图6示出功率状态控制器420和多准位LED照明驱动器410两者的状态图。在白天，光传感器427的输出为高的。这个输出将功率状态控制逻辑电路424保持处于状态0。这示出为状态601。电力开关Q1和LED灯430两者为切断的。在日落之后，环境光陷入黑暗，光传感器427的输出下降为低的。光传感器427的输出的下降沿指示功率状态控制逻辑电路424进入状态1，这接通电力开关Q1以形成电流路径，且LED照明驱动器410也进入状态1。此示出为状态602。另一方面，当光传感器427检测到环境光在早晨再次为高时，其输出升高，这指示功率状态控制逻辑电路424返回到状态0，且切断电力开关Q1以无限地中断电流路径。丧失了输入功率，LED照明驱动器410和LED灯430便都将陷入切断状态或状态601。
现在，如果光传感器427在夜间检测到移动的温热身体，那么其将触发功率状态控制器420经由中继交流线403向LED照明驱动器410输出相位缺口双态切换信号，LED照明驱动器410进入第二准位功率状态。直流转直流功率转换器412接着向LED灯430供应100%功率。这示出为状态603。在第二准位持续时间计时器428期满之后，功率状态控制器420将向LED照明驱动器410发布另一相位缺口双态切换信号，LED照明驱动器410返回到第一准位功率状态或状态602。直流转直流功率转换器412接着向LED灯供应20%功率。
应注意，相位缺口产生器425经设计以适应于60赫兹或50赫兹交流线频率。图7中示出相位缺口产生器425的优选实施例。相位缺口产生器包含锁相回路（phase-locked loop；简称PLL）时脉倍频器700、二进制计数器718、两个二进制比较器716和717、SR型双稳态正反器(flip-flop)715，以及逻辑反相器714。时脉倍频器700耦接到零交越检测器比较器711。二进制计数器718耦接到时脉倍频器700。二进制比较器716和717耦接于SR型双稳态正反器715与二进制计数器718之间。逻辑反相器714耦接于电力开关Q1与SR型双稳态正反器715之间。
零交越检测器比较器711经由分压器对电阻器R1和电阻器R2耦接到线路404。图4中的电流控制电路通过对交流线电压整流而在线路404上产生经整流交流线电压。零交越检测器比较器711类似于图4中的零交越检测器423。零交越检测器比较器711比较经整流交流线电压与临界电压。当线路404上的电压准位下降到临界电压（例如，30伏特）以下时，比较器711在其输出线路712上产生零交越脉冲。由于每个线路周期具有两个零交越点，因此线路712上的零交越脉冲速率为Fin*2，其中Fin为线路频率，在欧洲国家为50赫兹，在美国为60赫兹。在这个示范性实施例中，针对所述功率准位双态切换命令，使用[0°,180°]相位缺口波形。
SR型双稳态正反器715的反相输出耦接到电力开关Q1的栅极端子。PLL时脉倍频器700使用锁相回路以在其输出线路704上产生频率为Fin*2*180的时脉信号。锁相回路包含相位差放大器702、压控振荡器（voltage-controlledoscillator；简称VCO）703和除180（divided-by-180）计数器705。
相位差放大器702的非反相输入耦接到比较器711的输出。相位差放大器702的反相输入耦接到计数器705的输出。相位差放大器702产生用于VCO703的误差电压Vea。VCO703的输出，亦即线路704，耦接到计数器705以及二进制计数器718。由于相位差放大器702具有60分贝或更高的增益因数，因此PLL时脉倍频器700可按正好为双倍输入频率Fin*2的180倍的输出频率锁定。因此，线路704上的时脉速率等效于交流周期的每个1°一个时脉。
当二进制比较器716的A输入超过其B输入时，二进制比较器716重置SR型双稳态正反器715。同样地，当二进制比较器717的A输入超过其B输入时，二进制比较器717设置SR型双稳态正反器715。二进制比较器716和717接收二进制计数器718的计数值作为其A输入。假定到二进制比较器717的B输入相位角α1为150且到二进制比较器716的B输入相位角α2为180。二进制计数器718对时脉倍频器700输出的时脉周期的数量计数。在每个半交流周期结束时，二进制计数器718具有值180，这触发二进制比较器716重置SR型双稳态正反器715，SR型双稳态正反器715的输出降低。SR型双稳态正反器715的低输出触发逻辑反相器714接通电力开关Q1。接着比较器711输出升高，这清零并重新启动二进制计数器718。锁定为180*2*Fin的时脉速率的PLL时脉倍频器700向二进制计数器718提供稳定时脉输入。当二进制计数器718计数达150的相位角α1值时，二进制比较器717的输出升高，这设置SR型双稳态正反器715。SR型双稳态正反器715的高输出触发逻辑反相器714切断电力开关Q1。当二进制计数器718计数达180的相位角α2值时，二进制比较器716重置SR型双稳态正反器715，从而再次接通电力开关Q1。由于电力开关Q1从相位角α1到α2为切断的，因此相位缺口波形产生于这两个相位角之间。
以上论述示出图7中的相位缺口产生器可通过将相位角α1和相位角α2的不同值加载到二进制比较器716和717中来产生不同相位缺口波形。再次参看图4，功率状态控制逻辑电路424可在交流线电压的每个半周期中输出值α1=150和α2=180以指示相位缺口产生器425产生偷电相位缺口波形。功率状态控制逻辑电路424可对应于PIR传感器421的输出而输出值α1=0和α2=180以指示相位缺口产生器425产生180°双态切换相位缺口波形。
同样需要使相位缺口译码器413适应于60赫兹或50赫兹交流线频率。图8中示出相位缺口译码器413的优选实施例。相位缺口译码器包含零交越比较器801、上升沿脉冲产生器803、下降沿脉冲产生器804、PLL时脉倍频器807、缺口宽度计数器809、两个二进制比较器811和812、与门815以及SR双稳态正反器816。零交越比较器801通过电阻器R5和电阻器R6耦接到桥式整流器411的输出线路405。上升沿脉冲产生器803耦接到零交越比较器801。下降沿脉冲产生器804也耦接到零交越比较器801。时脉倍频器807耦接到上升沿脉冲产生器803。缺口宽度计数器809耦接到时脉倍频器807。二进制比较器811和812都耦接到缺口宽度计数器809。与门815耦接到下降沿脉冲产生器804和二进制比较器811和812的输出。SR双稳态正反器816耦接于与门815与功率准位寄存器414之间。
另外，分压器电阻器对R5和R6耦接到线路405上的经整流交流线电压。线路405的缩小电压波形耦接到所述零交越比较器801。零交越比较器801比较经整流交流线电压与临界电压。当所述经整流交流电压405下降到临界电压（例如，30伏特）以下时，零交越比较器801的输出升高。应注意，30伏特=0.5伏特*(1+R5/R6)。
如图9所示，波形901为线路405上的经整流AC波形。在每个半交流周期中存在用于偷电目的的[150°,180°]相位缺口波形。然而，在半交流周期C4中存在功率跳阶命令。其为[0°,180°]相位缺口波形。但在用于偷电目的的先前短相位缺口波形[150°,180°]的情况下，组合相位缺口宽度为210°。
上升沿脉冲产生器803对应于由零交越比较器801输出的每个上升沿而输出脉冲。在稳态操作中，上升沿脉冲产生器803向PLL时脉倍频器807提供频率Fin*2的稳固时脉。PLL时脉倍频器807产生180*2*Fin的频率的输出时脉信号808。时脉信号808耦接到缺口宽度计数器809。缺口宽度计数器809对脉冲信号808上的时脉脉冲的数量计数。另外，缺口宽度计数器809由来自上升沿脉冲产生器803的脉冲清零并重新启动。基本上，缺口宽度计数器809在由来自上升沿脉冲产生器803的新脉冲清零之前始终计数达359。
二进制比较器811比较缺口宽度计数器809的计数值与预置上限β2。类似地，二进制比较器812比较缺口宽度计数器809的计数值与预置下限β1。当缺口宽度计数器809的计数值超过上限时，二进制比较器811的输出降低。当缺口宽度计数器809的计数值超过下限时，二进制比较器812的输出升高。因此，二进制比较器811和812始终监视缺口宽度计数器809的计数值。在这种特定情况下，30°的相位缺口宽度为偷电波形，其应被相位缺口译码器忽视。另一方面，210°的相位缺口宽度为功率跳阶命令波形，其应被相位缺口译码器辨识。应注意，为了使210°的相位缺口宽度合格，预置下限β1的恰当值可设置为约190；而预置上限β2的恰当值可设置为约230。
与门815接收下降沿脉冲产生器804的输出、二进制比较器811的输出和二进制比较器812的输出作为输入。下降沿脉冲产生器804对应于零交越比较器801输出的每个下降沿而输出脉冲。换句话说，由上升沿脉冲产生器803输出的脉冲标记相位缺口波形的开始；且由下降沿脉冲产生器804输出的脉冲标记相位缺口波形的结束。当相位缺口波形结束且其宽度大于预置下限但小于预置上限时，与门815的所有三条输入线路上升到逻辑高状态，此设置SR双稳态正反器816的输出。SR双稳态正反器816的设置输出触发功率跳阶命令以指示图4中的功率准位寄存器414来切换其功率准位。
现请参看图9。图9中的波形901为线路405上的经整流交流电压的波形。图9中的波形902为线路802上的零交越比较器801的输出波形。对于每个半交流周期，存在宽度为约30个计数的短相位缺口波形。然而，在半交流周期C4中，存在宽度为约210个计数的相位缺口波形。相位缺口译码器认为所有短相位缺口波形不合格，且仅认为半交流周期C4中的功率跳阶命令相位缺口波形合格。因此，如图9所示，在半交流周期C4结束时，波形902的下降沿触发与门815设置SR双稳态正反器816。SR双稳态正反器816的输出升高，直到其被线路802上的下一上升沿清零为止。SR双稳态正反器816的高输出信号向图4电路中的功率准位寄存器414发送有效功率跳阶命令。图9中的波形903示出在半交流周期C4结束之后仅产生一个有效相位缺口命令。
第二优选实施例：
图10示出根据本发明的第二优选实施例的三准位触摸照明控制系统。三准位触摸照明控制系统包含总共4个功率状态-切断状态、20%功率的第一准位状态、50%功率的第二准位状态以及100%功率的第三准位状态。三准位触摸照明控制系统还包含触摸传感器1021、单个功率跳阶命令和单个相位缺口波形。单个致动器为壁装式触摸传感器，例如，触控板。单个功率跳阶命令为逐步升高命令，其中状态3轮转回到状态1。单个相位缺口波形为用于这个示范性实施例中的[0°,180°]波形。
LED照明驱动器1010基本上类似于图4中的LED照明驱动器410。桥式整流器1011类似于图4中的桥式整流器411。主要差异为与LED照明驱动器410中的总共2个功率准位相比，LED照明驱动器1010中存在总共3个功率准位。
功率状态控制器1020还包含电流控制电路、偷电线路、VCC电压供应电路和零交越检测器1023。然而，功率状态控制器1020现还包含触摸传感器1021、触摸信号主动滤波器1024、功率状态控制逻辑电路1025和相位缺口产生器1026。功率状态控制逻辑电路1025包含功率状态寄存器1029。
触摸传感器1021经由导电性、电阻性、电容性或电感性构件检测人类手指的实际触摸且对应于所述实际触摸而输出触摸信号。触摸信号主动滤波器1024从触摸传感器1021接收触摸信号，且提供防跳信号滤波和调理以产生清楚和稳固的触摸脉冲。一接收到有效触摸脉冲，功率状态控制逻辑电路1025即刻将功率状态寄存器1029的值增加1。
请参看图11。图11中的波形1101为由触摸信号主动滤波器1024输出的触摸脉冲。图11中的波形1102为桥式整流器1011的输出上的经整流交流电压。图11中的波形1103为LED灯1030的输出功率准位。如图11所示，以状态0开始，第一触摸脉冲在时间T1时触发功率状态控制逻辑电路1025进入状态1。在时间T1时，功率状态控制逻辑电路1025经由相位缺口产生器1026接通电力开关Q1。在电力开关Q1接通之后，市电交流线1002现实际上连接到中继交流线1003，从而建立AC电流路径。LED照明驱动器1010接着进入其预设功率准位，即第一准位。直流转直流功率转换器1012向LED灯1030提供20%功率。
接着，第二触摸脉冲在T2时触发功率状态控制逻辑电路1025进入状态2，这指示相位缺口产生器1026发布相位缺口波形直到时间T3为止。一接收到T3相位缺口波形，LED照明驱动器1010即刻进入第二准位功率状态，从而向LED灯1030提供50%功率。
接着，第三触摸脉冲在T4时触发功率状态控制逻辑电路1025进入状态3，这指示相位缺口产生器1026发布相位缺口波形直到时间T5为止。一接收到T5相位缺口波形，LED照明驱动器1010即刻进入准位3功率状态，从而向LED灯1030提供100%功率。
接着，第四触摸脉冲在T6时触发功率状态控制逻辑电路1025进入状态0，这指示相位缺口产生器1026无限地切断电力开关Q1。在电力开关Q1切断之后，LED照明驱动器1010将随即关断；因此无功率提供到LED灯1030。
接着，第五触摸脉冲在T7时触发功率状态控制逻辑电路1025和LED照明驱动器1010再次重新启动至第一准位功率状态。
应注意，整体上，这个触摸控制照明系统仅使用一个类型的相位缺口波形。每个触摸传感器脉冲触发相位缺口波形且将灯功率逐步升高一个准位。例外是，从准位3功率状态，新触摸脉冲使电力开关Q1切断且使LED照明驱动器1010无限地关断。
还应注意，在壁装式应用中，功率状态控制器1020仍需要从市电交流线1002和中继交流线1003窃取少量功率以操作其内部电路。类似于图4电路的情况，需要使用[150°,180°]的短相位缺口波形以支持偷电方案。用于逐步升高功率命令的较长相位缺口波形为[0°,180°]波形。
第三优选实施例：
图12示出根据本发明的第三优选实施例的8准位吊扇速度控制系统。8准位吊扇速度控制系统包含总共8个功率状态、两个致动器、一个电力开关、两个功率跳阶命令类型，以及微控制器单元（microcontroller unit；简称MCU）。8个功率状态包含切断状态和7个风扇速度等级（功率准位），分别为120、180、240、300、360、420和480转/分钟（RPM）。两个致动器包含用于加速命令的常断按钮和用于减速命令的常断按钮。电源开关为用于接通-切断系统电源的单刀单掷开关。两个功率跳阶命令类型对应于两个相位缺口波形。第一功率跳阶命令类型为具有[0°,180°]相位缺口波形或180°相位缺口宽度的加速命令。第二功率跳阶命令类型为具有[120°,180°]相位缺口波形或60°相位缺口宽度的减速命令。MCU1226包含用于存储上一风扇速度设置的闪存1229。
这个实施例中的8准位吊扇速度控制系统包含风扇调速器1210和吊扇功率状态控制器1220。风扇调速器1210基本上类似于图10中的LED照明驱动器1010。主要差异为（A）风扇调速器1210中存在总共7个功率准位。（B）风扇马达驱动器1212用以驱动3相无刷直流风扇1208。
吊扇功率状态控制器1220也基本上类似于图10中的功率状态控制器1020。主要差异为：（A）存在两个按钮致动器1205和1206，以及一个电源开关1204。（B）两个按钮致动器1205和1206分别支持加速命令且减速命令。（C）存在微控制器单元（MCU）1226及其相关联的闪存1229以用于存储上一风扇速度设置。
应注意，如图12中的电路图和图13中的流程图所示，如果电源开关1204转到切断位置，没有功率供应到功率状态控制器1220或供应到风扇调速器1210。系统处于切断状态。
接着，如果电源开关1204接通，那么在步骤1301中功率状态控制器1220和MCU1226两者将启动。接着将接通电力开关Q1，这将市电交流线1202连接到中继交流线1203，从而建立AC电流路径。风扇调速器1210启动进入其预设第一准位状态。作为对应，风扇马达驱动器1212将3相无刷直流风扇1208调节为120RPM速度等级。
接着在步骤1302中MCU1226从其闪存1229提取上一风扇速度设置。假定上一速度设置为准位n，在步骤1303中，MCU1226将接着历时几秒的时间跨度经由相位缺口产生器1227向风扇调速器1210发布数量n-1个加速命令（即相同数量的相位缺口波形）。因此，在步骤1304中，风扇速度增加到存储于闪存1229中的上一速度设置。
现在，在吊扇启动到其先前速度设置之后，其准备好供用户改变速度。应注意，按钮致动器1205的顶端经由上拉电阻器R7耦接到上触发线路1224，以及VCC供应电压。类似地，按钮致动器1206的顶端经由上拉电阻器R8耦接到下触发线路1225，以及VCC供应电压。按钮致动器1205和1206的下端都耦接到控制器电路地线1209。
接下来，在步骤1305中，MCU1226检查加速按钮致动器1205是否被按压。如果加速按钮致动器1205被按压，那么其将会将上触发线路1224连接到电路地线1209的电压准位（0伏特）。在用户释放按钮致动器1205之后，上触发线路1224将由电阻器R7上拉到VCC。这在上触发线路1224上产生上升沿，如此指示相位缺口产生器1227在步骤1306中发布加速相位缺口波形[0°,180°]。同时，上升沿指示MCU1226将其存储于闪存1229中的速度等级设置值增加1。而且，一接收到[0°,180°]相位缺口波形，相位缺口译码器1213将即刻指示速度等级寄存器1214将其值增加1。风扇马达驱动器1212接着根据速度等级寄存器1214的值将风扇速度增加一个等级。
接下来，在步骤1307中，MCU1226检查减速按钮致动器1206是否被按压。类似地，如果减速按钮致动器1206被按压一次，那么将在步骤1308中发布减速相位缺口波形[120°,180°]以指示风扇调速器1210将风扇速度降低一个等级。存储于闪存1229中的功率状态整数值和速度等级寄存器1214值也减小1。接下来，流程返回到步骤1305。
应注意，相位缺口译码器1213必须能够区分加速命令与减速命令。实际上，这意味相位缺口译码器1213必须包含两组上限比较器、下限比较器、与门和SR双稳态正反器。每一组类似于图8中的二进制比较器811、二进制比较器812、与门815和SR双稳态正反器816。第一组用于检测加速命令，而第二组用于检测减速命令。
本发明的先前示范性实施例中的每个多准位功率控制系统控制LED灯或直流风扇的功率准位。然而，在本发明的其它实施例中，多准位功率控制系统可应用于其他各式电力装置。电力装置可为照明装置、照明装置群组、无刷直流马达、直流马达群组、电扇或电扇群组。
总之，本发明提供一种多准位功率控制系统。与RF和IR遥控解决方案相比，这个多准位功率控制系统简单且成本低。即使在高环境温度中或在高电磁噪声环境中，所述多准位功率控制系统也可提供一个或一个以上中间功率准位或速度等级。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (20)

1.一种多准位功率控制系统，其特征在于，包括：
功率状态控制器，输出第一相位缺口波形；
电力装置；
多准位功率驱动器，耦接到所述电力装置，按多个功率准位中的一者驱动所述电力装置，将所述第一相位缺口波形译码为功率跳阶命令，以及根据所述功率跳阶命令从所述功率准位中的一者切换为所述功率准位中的另一者；
第一交流线，耦接于市电交流电压与所述多准位功率驱动器之间；
第二交流线，耦接于所述市电交流电压与所述功率状态控制器之间；以及
中继交流线，耦接于所述功率状态控制器与所述多准位功率驱动器之间，其中所述功率状态控制器和所述多准位功率驱动器两者由所述市电交流电压通过所述第一交流线、所述第二交流线和所述中继交流线供电，且所述功率状态控制器经由所述中继交流线将所述第一相位缺口波形输出到所述多准位功率驱动器。
2.根据权利要求1所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述第一相位缺口波形为具有零伏特的电压准位且横跨交流线周期的预定宽度的相位角的单次触发信号。
3.根据权利要求1所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述电力装置为照明装置、照明装置群组、无刷直流马达、直流马达群组、电扇或电扇群组。
4.根据权利要求1所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率状态控制器包括：
至少一个致动器；
相位缺口产生器；以及
控制电路，耦接到所述至少一个致动器和所述相位缺口产生器，对应于所述至少一个致动器的输出而产生第一相位角和第二相位角以触发所述相位缺口产生器产生所述第一相位缺口波形。
5.根据权利要求4所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述至少一个致动器中的每一者为拨动开关、按钮、触控板、触摸传感器、光传感器、声音传感器、温度传感器、压力传感器、湿度传感器、图像传感器、摄影机、射频传感器或被动式红外线传感器。
6.根据权利要求4所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率状态控制器还包括：
电流控制电路，包括电力开关，耦接到所述第二交流线、所述中继交流线以及所述相位缺口产生器，在所述相位缺口产生器接通所述电源开关时连接所述第二交流线与所述中继交流线以形成到所述多准位功率驱动器的电流路径，在所述相位缺口产生器切断所述电力开关时断开所述第二交流线与所述中继交流线以中断所述电流路径，其中所述相位缺口产生器经由在所述市电交流电压的交流周期的所述第一相位角处切断所述电力开关并在所述市电交流电压的所述交流周期的所述第二相位角处接通所述电力开关以产生所述第一相位缺口波形。
7.根据权利要求6所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述电力开关为N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管、双极功率晶体管或绝缘门双极晶体管，其中所述电力开关的控制端耦接到所述相位缺口产生器。
8.根据权利要求6所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述电流控制电路还包括交流输入端、交流输出端、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，其中所述交流输入端耦接到所述第二交流线，所述交流输出端耦接到所述中继交流线，所述第一二极管和所述第三二极管的阴极端耦接到所述电力开关的第一端，所述第二二极管和所述第四二极管的阳极端耦接到所述电力开关的第二端，所述第一二极管的阳极端和所述第二二极管的阴极端耦接到所述交流输入端，所述第三二极管的阳极端和所述第四二极管的阴极端耦接到所述交流输出端。
9.根据权利要求8所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率状态控制器还包括：
高电压线性调节器，耦接于所述电力开关的所述第一端与所述第二端之间，在所述电力开关切断时通过从所述第二交流线和所述中继交流线窃取功率来产生主体电压；以及
电压供应电路，耦接到所述高电压线性调节器，接收所述主体电压以产生所述功率状态控制器的操作电压。
10.根据权利要求9所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述相位缺口产生器进一步在所述市电交流电压的每个半交流周期中产生第二相位缺口波形以使所述高电压线性调节器能够窃取少量功率以维持所述功率状态控制器的操作，所述第二相位缺口波形比所述第一相位缺口波形短，且所述多准位功率驱动器忽视所述第二相位缺口波形。
11.根据权利要求6所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述电流控制电路经由对所述市电交流电压整流而产生经整流的市电交流电压，且所述功率状态控制器还包括：
零交越检测器，耦接到所述电流控制电路，比较所述经整流的市电交流电压与一临界电压；
其中所述相位缺口产生器还包括：
时脉倍频器，耦接到所述零交越检测器，通过将零交越比较器的输出频率与一预定值相乘来产生时脉信号；
二进制计数器，其耦接到所述时脉倍频器，对所述时脉信号的周期计数；
双稳态正反器；
第一二进制比较器，耦接于所述双稳态正反器与所述二进制计数器之间，在所述二进制计数器的输出超过所述第一相位角时设置所述双稳态正反器的输出；
第二二进制比较器，其耦接于所述双稳态正反器与所述二进制计数器之间，在所述二进制计数器的所述输出超过所述第二相位角时重置所述双稳态正反器的输出；以及
逻辑反相器，耦接于所述电力开关与所述双稳态正反器之间，根据所述双稳态正反器的所述输出接通或切断所述电力开关。
12.根据权利要求6所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率状态控制器还包括耦接到所述控制电路的光传感器；对应于所述光传感器的第一输出状态，所述控制电路指示所述相位缺口产生器接通所述电力开关以形成所述电流路径，且所述功率状态控制器和所述多准位功率驱动器两者进入所述功率准位中的预设功率准位；对应于所述光传感器的第二输出状态，所述控制电路指示所述相位缺口产生器切断所述电力开关以中断所述电流路径，且所述功率状态控制器和所述多准位功率驱动器两者进入切断状态。
13.根据权利要求4所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率准位包含高功率准位和低功率准位；其中所述功率状态控制器还包括耦接到所述控制电路的持续时间计时器；当所述控制电路触发所述相位缺口产生器产生所述第一相位缺口波形时，所述控制电路启动所述持续时间计时器，所述多准位功率驱动器对应于所述第一相位缺口波形而切换到所述高功率准位；当所述持续时间计时器期满时，所述控制电路触发所述相位缺口产生器再次产生所述第一相位缺口波形，且所述多准位功率驱动器对应于所述再次产生的第一相位缺口波形而切换回到所述低功率准位。
14.根据权利要求4所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率状态控制器包括第一致动器和第二致动器，所述第一致动器和所述第二致动器耦接到所述控制电路；所述控制电路对应于所述第一致动器的输出而触发所述相位缺口产生器产生所述第一相位缺口波形，且所述多准位功率驱动器对应于所述第一相位缺口波形而将当前功率准位增加一阶；所述控制电路对应于所述第二致动器的输出而触发所述相位缺口产生器产生第三相位缺口波形，且接着所述多准位功率驱动器对应于所述第三相位缺口波形而将所述当前功率准位减小一阶。
15.根据权利要求14所述的多准位功率控制系统，其特征在于，当所述当前功率准位为所述功率准位中的最高功率准位时，所述多准位功率驱动器对应于下一次第一相位缺口波形而切换到所述功率准位中的最低功率准位；当所述当前功率准位为所述功率准位中的所述最低功率准位时，所述多准位功率驱动器对应于下一次第三相位缺口波形而切换到所述功率准位中的所述最高功率准位。
16.根据权利要求1所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述多准位功率驱动器包括：
相位缺口译码器，在所述第一相位缺口波形的宽度小于上限且大于下限时将所述第一相位缺口波形辨识为所述功率跳阶命令；
功率准位寄存器，耦接到所述相位缺口译码器，存储功率准位值，且根据所述功率跳阶命令来调整所述功率准位值；以及
功率转换器，耦接到所述功率准位寄存器，以对应于所述功率准位值的所述功率准位中的一者来驱动所述电力装置。
17.根据权利要求16所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述多准位功率驱动器还包括：
桥式整流器，耦接到所述第一交流线、所述中继交流线和所述相位缺口译码器，从所述第一交流线和所述中继交流线接收包括所述第一相位缺口波形的交流电压，通过对所述交流电压整流而产生经整流交流电压，且向所述相位缺口译码器提供所述经整流交流电压；
阻断二极管，包括阳极端和阴极端，所述阳极端耦接到所述桥式整流器；以及
主体电容器，耦接到所述阻断二极管的所述阴极端，其中所述经整流交流电压经由所述阻断二极管将所述主体电容器充电到主体直流电压且所述功率转换器用所述主体直流电压来驱动所述电力装置。
18.根据权利要求16所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述相位缺口译码器包括：
零交越比较器，耦接到所述桥式整流器，比较所述经整流交流电压与临界电压；
上升沿脉冲产生器，耦接到所述零交越比较器，对应于由所述零交越比较器输出的每个上升沿而输出一脉冲；
下降沿脉冲产生器，耦接到所述零交越比较器，对应于由所述零交越比较器输出的每个下降沿而输出一脉冲；
时脉倍频器，耦接到所述上升沿脉冲产生器，通过将所述上升沿脉冲产生器的输出脉冲频率与预定值相乘来产生时脉信号；
二进制计数器，耦接到所述时脉倍频器，对所述时脉信号的周期计数；
第一二进制比较器，耦接到所述二进制计数器，比较所述二进制计数器的计数值与所述上限；
第二二进制比较器，耦接到所述二进制计数器，比较所述二进制计数器的所述计数值与所述下限；
与门，耦接到所述下降沿脉冲产生器、所述第一二进制比较器和所述第二二进制比较器，接收所述下降沿脉冲产生器的输出、所述第一二进制比较器的输出和所述第二二进制比较器的输出以作为输入；以及
双稳态正反器，耦接于所述与门与所述功率准位寄存器之间，其中所述双稳态正反器的输出由所述与门的输出设置，且所述双稳态正反器的所述设置输出作为所述功率跳阶命令而提供到所述功率准位寄存器。
19.根据权利要求16所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率转换器为反激转换器、正激转换器或半桥转换器，其中所述功率转换器在所述多准位功率驱动器与所述电力装置之间提供电流隔离。
20.根据权利要求16所述的多准位功率控制系统，其特征在于，所述功率转换器为直流转直流转换器或线性调节器，其中所述功率转换器不提供所述多准位功率驱动器与所述电力装置之间的电流隔离。
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