CN103825592A - 带有动态生成追踪参考电压的限流负载开关 - Google Patents

Abstract

提出了一种桥接电源Vss和负载，带有由VR_dt－产生器动态生成的参考电压VR_dt的限流负载开关。它包括：互相连接在分裂电流结构上的一对功率场效应管和感应场效应管。此场效应管对产生负载电压，并把负载电流Iload限制在预置的最大值Imax以下。场效应管FET对使得它们各自的电流Ipower和Is保持电流比RATIO_I＝Is/Ipower<<1，感应场效应管高端端子通过一个感应电阻器Rsense与Vss耦合，在电阻器两端产生感应电压Vs＝Is×Rsense。限流放大器的输入端与VR_dt和Vs相连，输出端控制场效应管对关闭限流反馈回路。VR_dt－产生器在动态调节VR_dt的同时，补偿由于感应场效应管的运行转换使RATIO_I发生改变所带来的不良影响，因此避免了Iload过度转换而超过Imax的情况。

Description

带有动态生成追踪参考电压的限流负载开关

参照的相关申请。

技术领域

本发明主要涉及电源领域，确切地说，本发明旨在设计一种保护电源及/或其负载的负载开关。

背景技术

在电力电子学领域，负载开关一般是在负载上耦合一个电源，用于连接或断开电源与负载。只要设计得当，负载开关就能够保护电源和负载免受故障影响，其功能示例如下：

电源和负载间受控于外部信号的可控功率开关

欠电压锁死

通过斜率控制减小涌入负载电流来调节负载电压上升速率，以避免CMOS器件闩锁等故障影响；这在技术上也被称为软启动。

负载限流，以避免短路时对硬件造成损伤。

负载功率的热保护，以避免硬件过热。

如图1A所示，原有技术的限流负载开关（CLLS）1用于耦合外部电源Vss6和外部负载8。此时，外部负载8与电阻负载Rload和电容负载Cload并联。那么，原有技术的限流负载开关（CLLS）1保持在负载电压Vload下，将负载电流Iload传送给外部负载8。一个带有低导通电阻Rdson的功率场效应管（FET）M1 2，即一个P-沟道金属氧化物半导体（PMOS）场效应管（FET），用作连接或断开外部电源Vss6与外部负载8的通路电晶体。因此，当需要从外部电源Vss6上断开外部负载8时，功率场效应管FET M1 2将被完全关闭。

原有技术的限流负载开关（CLLS）1以一个带有预置的固定参考电压VR的反馈回路12将负载电流Iload限制在一个可预设的最大值Imax内。这个固定的参考电压VR同一个可预设的电流反射镜16一同产生。正常运行时，功率场效应管（FET）M1 2完全开通，将负载电流Iload从外部电源Vss6传送至外部负载8上。与此同时，作为负载电流Iload一部分的感应电流Is，流经感应场效应管FET M2 4和感应电阻器Rsense，并在感应电阻器Rsense上产生感应电压Vs。反馈回路12中有一个输出端为10c的限流放大器10，带动功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4的共功率栅极3b，以此控制它们各自的导通电阻。限流放大器10的第一个输入端10a和第二个输入端10b，分别连接固定参考电压VR和感应电压Vs。正常运行时，感应电流Is很小，对应的感应电压Vs小于固定参考电压VR，因此反馈回路12保持开路（限流放大器输出端10c进入高阻抗状态）。但是，当外部负载8短接时，负载电流Iload随感应电流Is急剧上升，导致感应电压Vs上升。当感应电压Vs达到固定参考电压VR时，反馈回路12通过限流放大器10关闭，并连续控制功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4的共功率栅极3b，以使感应电压Vs与固定参考电压VR保持一致，而且对应的负载电流Iload限制在可预设的最大值Imax内。原有技术的限流负载开关（CLLS）1的另一特点就是，它包括输出端和限流放大器10输出端并联的一个软启动控制电路18，以控制功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4的共功率栅极3b在启动时控制负载电压Vload的斜率。软启动后，共功率栅极3b被拉低，以致于功率场效应管FET M1 2完全打开，并在带有低导通电压Rdson的线性区域内运行。对于本领域的技术人员，由于在开关电路的软启动时，限流放大器输出端10c仍保持在高阻抗状态，因此软启动控制电路18与反馈电路12之间没有功能串扰。为了避免过多的繁琐细节，软启动控制电路18的内部电路本文不再赘述。

接下来详细介绍一下原有技术的限流负载开关（CLLS）1的子系统层。功率场效应管FET M1 2是带有低导通电阻Rdson的连接或断开外部电源Vss6与外部负载8的主通路电晶体。功率场效应管源端2a(S1)与外部电源Vss6相连，共电源漏极3c(D)与外部负载8的负载电压Vload相连。感应场效应管FET M2 4，此例中即P通道金属氧化物半导体场效应管PMOS FET，是作为电流感应晶体管，它可以与功率场效应管FET M1 2制作于同一半导体芯片上, 作为半导体芯片上的一小部分并按如下典型示例选择场效应管沟道宽度与沟道长度的比值(W/L)，：

RATIOI=Is/Ipower=0.001    …(A)

其中，RATIOI≈W/L(感应场效应管FET M2 4)/W/L(功率场效应管FET M1 2)

当通过感应场效应管FET M2 4的电压与功率场效应管FET M1 2相等时，RATIOI的值由方程（A）给出。当通过上述两个场效应管的电压不相等时，RATIOI会有变化，稍后给出。无论场效应管是处在饱和区还是处在线性区域，场效应管的导通电阻比RATIOR被修正为：

RATIOR=Ron（功率场效应管FET M1 2）/ Ron(感应场效应管FET M2 4)=常数

与方程（A）一致，RATIOR的值可设置为0.001。

为了在保持电源效率的同时感测电流，一般要遵循下式：

RATIOI<<1

其中，Ipower≈Iload。因此RATIOI的值一般在下述范围中选取：

RATIOI的取值范围一般从0.0001到0.1。

实际上，功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4是互相连接在一个分裂源中，这个分裂源中有共功率栅极3b和共功率漏极3c，以及一个独立的感应场效应管源极4a。由方程（A）可知，当感应电流Is流经连接感应场效应管源极4a和外部电源Vss6间的感应电阻器Rsense时，在感应电阻器Rsense上产生感应电压Vs，因此可以通过感应电流Is来间接获得负载电流Iload。

作为反馈回路12的一部分，感应电压Vs馈电至限流放大器10的第二输入端10b。作为反馈回路12的另一部分，预置的固定参考电压VR和 VR－发生器14共同发电，并馈电至限流放大器10的第一输入端10a。在VR－发生器内部，固定参考电压VR是在参考电压电阻Rref上产生的，参考电压电阻Rref连接在外部电源Vss6和输出电流=I6的预置的电流反射镜16的电流输出节点之间。输出电流I6为场效应管FET M6的漏电流，场效应管FET M6是对偶电流反射镜（FET M5和FET M6）的一部分，其中FET M5载有电源16a，提供恒定电流：

I4=Iset

其中Iset为可预置的电流，同一个外接电流设置电阻器Rset一同设置。最终，通过电流反射镜流经输出电流I6（I6=I4=Iset），产生固定参考电压VR；当外部负载8短接，即Vs>VR时，Iset将使反馈回路12把负载电流Iload限制在可预置的最大值Imax之下。

图1B为感应电流Is、电源电流Ipower，以及一些与负载电阻Rload相对的原有技术的限流负载开关（CLLS）1的其他内部信号的示例图。另外，图中还标出了感应场效应管FET M2 4的输出电阻（Ro2）。由方程（A）可知，实际上Ipower与负载电流Iload相等，因此可以用来代表Iload。本例中：

Imax=2.8Amp(安培)

VR=43mV(毫伏)

由此可知，当Rload很大（>4.2 Ohm）时，Iload保持在Imax以下（A区右边）。其中功率场效应管FET M1 2接近完全开通，它的共功率栅极3b被拉低至低电位。当Rload持续降低时，Iload持续升高。当Iload最终被反馈回路12拉低，并控制在Imax以下，即Rload<2.7Ohm（B区）时，一直存在一个2.7 Ohm<Rload<4.2 Ohm的反常区，在此区域，Iload将发生一个不可接受的高转换，超出Imax50（A区左边）。这种情况下，转换的Iload过调量50相当于比 Imax（2.8安培）高出4.4安培，在反馈回路12关闭之前，转换电流Iload将限制在Imax以下（B区）。因此，有必要找到发生这种转换的Iload过调量50的原因，然后通过对原有技术的限流负载开关（CLLS）1进行适当的修正来降低过调量。

发明内容

发明了一种现有的带有动态生成追踪参考电压VR_dt的限流负载开关（CLLS），包括一对用于桥接外部电源Vss和外部负载的功率场效应管和感应场效应管。限流负载开关（CLLS）在外部负载上产生负载电压Vload，并自动将因此产生的负载电流Iload限制在可预置的最大值Imax以下。上述的一对场效应管相互连接在一个带有共功率栅极和共低端端子的分裂电流结构上，而且它们的尺寸设计是为了满足器件电流Ipower和Is保持一致的电流比：RATIO_I=Is/Ipower<<1。功率场效应管的高端端子与Vss相连，而感应场效应管的高端端子通过一个串联的感应电阻Rsense，与Vss耦合，在感应电阻两端产生感应电压Vs=Is*Rsense。 

一个限流放大器其第一输入端与VR_dt相连，第二输入端与Rsense的低端相连，输出端与共功率栅极相连，因此当Vs趋向超过VR_dt时，可通过感应场效应管FET关闭反馈回路，并将Vs限制在VR_dt以下。

一个VR_dt－产生电路，以产生VR_dt，VR_dt－产生器还耦合到Vload上，因此，当Iload趋于超过Imax，导致感应场效应管FET从它的线性区域转换到饱和区时，所述的VR_dt－产生器能够通过并发水平转换，充分补偿由于感应场效应管的运行转换使RATIO_I发生改变所带来的不良影响，自动动态调节VR_dt；如果没有VR_dt的自动动态调节，RATIO_I的变化将导致Iload过度转换超过Imax。

在更具体的实施方案中，VR_dt产生器包括：

一种串联高端追踪电阻器、追踪场效应管以及低端分支点的追踪有源偏置网络。此网络桥接Vss和Vload，同时流通来自Vss的追踪偏置电流，并从Vload中获取追踪耦合电流。由于高端追踪电阻器的低端与限流放大器的第一输入端相连，其高端上的电压降与VR_dt相等。高端追踪电阻器的设计满足当追踪偏置电流等于可预置的电流Iset，感应场效应管在饱和区工作时，所对应的VR_dt*为：

VR_dt*=Iset×高端追踪电阻

Iload与可预置的Imax相等，通过Iload的反馈回路，将Vs局限在VRdt*以下。当Rload连续下降时，VRdt会逼近VRdt*，但不超过VRdt*。低端分支点进一步流通第一偏置电流：

第一偏置电流 = 追踪偏置电流 + 追踪耦合电流

一个固定电流有源偏置网络，与一个高端固定电流偏置电阻器和一个在饱和区接通的固定电流偏置场效应管串联，固定电流有源偏置网络与Vss相连接，以流通第二偏置电流：

第二偏置电流 = Iset

因此：

a)           当感应场效应管在饱和区工作时，低端分支点的电势将追踪场效应管置于饱和区，与固定电流偏置场效应管一同形成电流镜。这使追踪偏置电流与Iset相等，VR_dt与VR_dt*相等，因此将对应的Iload限制在Imax以下。

b)           当感应场效应管在线性区域工作时，低端分支点的电势将追踪场效应管置于线性区域，并且追踪偏置电流减小到Iset以下，使得VR_dt小于VR_dt*，因此Iload超过Imax的情况就可避免。

 

在更具体的实施方案中，为了从Vload中引出追踪耦合电流，追踪有源偏置网络还包括无源电阻耦合网络，无源电阻耦合网络能够桥接追踪场效应管的低端和Vload的低端，而且拥有串联在低端分支点上的第一耦合电阻器和第二耦合电阻器。

在一首选的实施方案中，对于选择的最大化区域，当确定追踪有源偏置网络的电路元件的尺寸，以保证VR_dt并发电位转换充分补偿RATIO_I的改变时，要在1.2×Iset到5×Iset的范围内设置第一偏置电流。在一个更佳的实施方案中，将第一偏置电流设置在了2×Iset左右。

在更具体的实施方案中，VR_dt－产生器包括一个可预置的双电流源，桥接低端分支点和固定电流有源偏置网络低端接地，因此使得第一偏置电流和第二偏置电流接地。

在更具体的实施方案中，可预置的双电流源包括一个三支路电流镜和：

配置产生可预置电流Iset的第一电流支路

配置将第一偏置电流流通至2×Iset镜射电位的第二电流支路

配置将第二偏置电流流通至Iset镜射电位的第三电流支路

在更具体的实施方案中，之所以设计限流放大器，是由于当Vs小于VR_dt时，限流放大器的输出进入高阻抗状态，断开反馈回路，因此确保限流负载开关免受来自于其他已关闭的反馈回路不必要的无关干扰。

在另一实施方案中，限流负载开关（CLLS）还包括软启动控制电路，控制共功率栅极，因此实现在启动时控制负载电压Vload斜率的目的。软启动控制电路的输出端与限流放大器的输出端并联。

在更具体的实施方案中，功率场效应管和感应场效应管可以是P-沟道金属氧化物半导体（PMOS）器件，也可以是N-沟道金属氧化物半导体（NMOS）器件。

首先要说明，RATIO_I要在0.0001到0.1的范围内选取。

在本说明的备忘中，还专为本领域的技术人员进一步阐明有关本发明的各种情况和说明。

附图说明

为了更加详细地介绍本发明的各种实施方案，特提交附图以作参考。但附图仅用作说明，不能以此限定本发明的范围。

图1A表示用于在外部负载上耦合外部电源的原有技术的限流负载开关（CLLS）；

图1B为电源电流Ipower加上原有技术的限流负载开关（CLLS）的一些其他外部信号，随负载电阻Rload的变化关系图；

图1C和图1D分别表示原有技术的限流负载开关（CLLS）的控制电路部分，在两个独立工作区域内的工作状态；

图1E和图1F分别表示感应电流和感应电压随原有技术的限流负载开关（CLLS）的负载电阻Rload的变化关系图；

图2A表示现有技术的限流负载开关（CLLS），用于在外部负载上耦合一个外部电源；

图2B为电源电流Ipower加上现有发明限流负载开关（CLLS）与负载电阻Rload之间的变化关系图。

具体实施方式

本说明和所含附图仅为本发明的一个或多个目前的最佳实施方案，以及一些典型的可选组件和/或备选实施方案。本说明和附图旨在举例说明，并不能以此限定本发明的范围。因此，本领域的技术人员应能够轻松识别依本发明所作的变化、修改及替换。这些变化、修改及替换仍属本发明涵盖的范围。

图1C表示在A工作区内，原有技术的限流负载开关（CLLS）1的控制电路部分，简化后的工作状态。图1D表示B区内，原有技术的限流负载开关（CLLS）1的控制电路部分，简化后的工作状态。相对应地，图1E和图1F分别表示感应电流Is和感应电压Vs随原有技术的限流负载开关（CLLS）1的负载电阻Rload的变化情况。控制电路部分包括分裂源功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4，以及反馈回路12。从图1C至图1F，以下示例仅为举例说明：

RATIO_I=0.001

定义如下表示方法，以便详细说明A区：

Ro1 = 功率场效应管FET M1 2的漏源电阻

Ro2 = 感应场效应管FET M2 4的漏源电阻

Ron = 功率场效应管FET M1 2的线性电阻（Rdson1）

Rsense = 感应电阻

Is1 = 当Vs<VR1时的感应电流

Ids = 漏源电流

Vgs = 栅源电压

Vs1 = 当Iload<Imax时的感应电压

VR1 = 当Iload接近Imax时，要触发限流放大器10（闭合反馈回路12）所需的参考电压

A区内（图1C，图1E的右侧以及图1F），原有技术的限流负载开关（CLLS）1在正常工作状态下运行：

Vs1 = Is1 * Rsense < VR1

反馈回路12保持开路

共功率栅极3b被拉低（例如，这可以通过软启动图1A的控制回路18来实现）

功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4均是在线性区域被完全开通和工作的。

Iload≈Ipower=Vss/(Ron+Rload)     (1)

Is1={Ro1/[Ro1+(Ro2+Rsense)]}*Iload={Ron/[Ron+(1000*Ron+Rsense)]}*Iload       （2）

同样地，定义如下表示方法，以便详细说明B区：

Ro1 = 功率场效应管FET M1 2的漏源电阻

Ro2 = 感应场效应管FET M2 4的漏源电阻

Rsense = 感应电阻

Is2 = 当Iload=Imax时的感应电流

Ids = 漏源电流

Vgs = 栅源电压

Vs2 = 当Iload=Imax时的感应电压

VR2 = 当反馈回路12关闭时，要将Iload保持在Imax水平所需的参考电压

B区内（图1D、图1E的左侧以及图1F），随着反馈回路12的关闭，原有技术的限流负载开关（CLLS）1在限流状态下工作，而且：

Vs2 = Is2 * Rsense = VR2

感应场效应管FET M2 4的Vgs受反馈回路12的控制，并将Iload限制在Imax以下。

每当Rload在B区内变化时，反馈回路12会对感应场效应管FET M2 4的Vgs进行相应的调整，并将Iload维持在Imax的水平上。

Iload≈Ipower=Vss/(Ro1+Rload)     （3）

Ro2 = 1000 * Ro1

Iload=(Ro1+Ro2+Rsense)*Is2/Ro1≈1000*Is2    (4)

(假设Rsense<<Ro1<<Ro2)

Is2≈(1/1000)*Iload=Imax/1000    (5)

通过上述各种不同的方程式，可以计算出感应电流Is与感应电压Vs随原有技术的限流负载开关（CLLS）1的负载电阻Rload的变化关系，变化图像见图1E和图1F。从图1E中，可以看出，感应电路在A区和B区（Is1和Is2）之间是不连续的。这种不连续是由于，在A区，当感应场效应管FET M2完全开通，而且其漏源电阻Ro2相当小时，感应电阻Rsense的值可以和感应场效应管FET M2 4的导通电阻（Ron2=1000Ron）相比拟。然而在B区，感应场效应管FET M2工作在饱和区，因此其漏源电阻Ro2很大，感应电阻Rs不可忽略。因此正如方程（2）、方程（5）以及图1B所示，A区和B区的RATIO_I是不同的。这就使得要关闭反馈回路12，以便将Iload限制在Imax以下，A区内所需的参考电压 VR1要小于在B区内所需的参考电压VR2。但是，原有技术的限流负载开关（CLLS）1电路，对于反馈回路12仅有一个固定参考电压VR。因此，正如之前在图1B中所述，在2.7 Ohm < Rload < 4.2 Ohm的反常区内，Iload会发生一个超出Imax50的不可接受的高转换。在本例中，Iload转换过调量50高达4.4安培，远远高于Imax（2.8安培）。在此反常区内，当负载电阻Rload降低，Iload首次达到Imax（A点，2.8安培）时，所产生的感应电压Vs（C点，30毫伏）仍远远小于固定参考电压VR（B点，43毫伏）。因此，反馈回路12仍然保持开路状态。Rload必须进一步降低，直到感应电压Vs最终达到固定参考电压VR（D点，42毫伏），才能闭合反馈回路，并使功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4进入饱和区（B区），然后把Iload降至当前的Imax。

为解决上述由于感应电流不连续引起的转换Iload超出问题，本发明提出了一种用于在外部负载8上耦合外部电源Vss6的限流负载开关（CLLS）101，如图2A所示。当分裂源电晶体对功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4时，反馈回路12的结构与图1A十分相似，不同的是本发明限流负载开关（CLLS）101利用一个动态追踪参考电压产生器VR_dt-产生器114，根据转换分裂源电晶体对（2和4）的工作区，来动态调整参考电压VR_dt。VR_dt-产生器114耦合到Vload上，当Iload趋于超出Imax，导致感应场效应管FET M2 4从它的线性区域运转转换到它的饱和区时，通过一个并发水平转换，以及对感应场效应管FET M2 4的运转转换引起RATIO_I的变化所带来的不良影响进行充分补偿，VR_dt-产生器114将自发动态调整VR_dt。因此，本发明限流负载开关（CLLS）101能够确保Iload从线性工作区（A区）平稳转换至饱和区（B区），消除了原有技术中Iload其他转换的50过调量。对应的电源电流Ipower加上本发明限流负载开关（CLLS）101的一些其他外部信号，与负载电阻Rload之间的关系如图2B所示。

下面详细介绍一下VR_dt-产生器114的子系统水平类型，它包括一个串联高端追踪电阻器R4的追踪有源偏置网络、一个追踪场效应管FET M3以及一个低端支路点116。所述的追踪有源偏置网络桥接外部电源Vss6以及Vload，以便从Vss6中引出追踪偏置电流I6，从Vload中引出追踪耦合电流I7。由于高端追踪电阻器R4的低端连接在限流放大器10的第一输入端10a上，因此R4两端电压为参考电压VR_dt。此外，高端追踪电阻器的设计满足当追踪偏置电流等于可预置的电流Iset，感应场效应管在饱和区工作时，所对应的VR_dt*为：

VR_dt*=Iset×高端追踪电阻R4

通过反馈回路12将Vs限制在VR_dt*以下，而且对应的Iload小于或等于可预置的Imax。当Rload连续下降时，VR_dt逼近VR_dt*。低端支路点116进一步减小第一偏置电流I3：

第一偏置电流I3 ＝ 追踪偏置电流I6 + 追踪耦合电流I7

为了从Vload中引出追踪耦合电流I7，追踪有源偏置网络还包括一个无源电阻耦合网络，这个无源电阻耦合网络的第一耦合电阻器R6和第二耦合电阻器R7串联在低端支路点116上。因此，无源电阻耦合网络桥接Vload与追踪场效应管FET M3的低端。

VR_dt-产生器114具有额外的固定电流有源偏置网络，此网络包括一个高端固定电流偏置电阻器R5串联一个在饱和区接通的固定电流偏置场效应管FET M4。固定电流有源偏置网络与Vss6相连，以减小其中的第二偏置电流I2：

R5 = R4

第二偏置电流I2 ＝ Iset

为追踪有源偏置网络与固定电流有源偏置网络设计多个电路元件，是为了：

a）当感应场效应管FET M2 4在饱和区工作时，低端支路点116的电势将追踪场效应管FET M3置于饱和区，同固定电流偏置场效应管FET M4一起形成电流镜，因此迫使追踪偏置电流I6等于Iset（Iset＝I2），VR_dt等于VR_dt*，并将对应的Iload限制在Imax以下。

b）当感应场效应管FET M2 4在线性区域工作时，低端支路点116的电势将追踪效应管FET M3置于线性区域，而且追踪偏置电流I6降低至Iset以下，这使得VR_dt明显小于VR_dt*，因此避免了Iload转换过调量50Imax以上。

为了提供上述的多个源电流，VR_dt-产生器114还包括可预置的双电流源118，桥接低端支路点116和低端固定电流有源偏置网络接地，使得第一偏置电流I3和第二偏置电流I2接地。然后，可预置的双电流源118还包括以下三支路电流镜：

配有电流源Iset120和场效应管FET M7的第一电流支路，以产生可预置电流I4＝Iset（其值取决于外部电阻Rset，此处不再详述）

配有场效应管FET M8的第二电流支路，以便流通第一偏置电流I3,I3＝2×Iset镜电流。

配有场效应管FET M9的第三电流支路，以便流通第二偏置电流I2,I2＝Iset镜电流。

如图2B所示，本发明中，除了在Rload～4.5 Ohm附近有一个微小的假信号之外，在Rload的整个量程范围内（10 Ohm-0 Ohm），随着Rload的不断减小，Iload朝Imax（2.8安培）逐渐渐进式增加。另一重要特点是，在A区和B区之间的转换区域AB中，Iload随Rload的变化关系也不再受任何超过Imax的转换影响。由于功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4的分裂源配置电流比为RATIOI＝Is/Ipower=0.001，因此，Is随Rload的变化关系图像与Iload随Rload的变化关系图像除在转换区域AB内不同之外，其他区域大致相同。在转换区域AB中，功率场效应管FET M1 2和感应场效应管FET M2 4经历了一个从线性到饱和状态的剧烈转换。当Ipower/Is的比值在转换区域AB内仍然剧烈变化（从1700到1100之间）时，VRdt－产生器114动态调节追踪参考电压VRdt，通过一个并发水平转换，充分补偿RATIOI发生改变所带来的不良影响，这就使得本发明中Iload随Rload的变化关系也不再受任何超过Imax的转换影响。参考图中，在A区内，感应电压Vs随Rload的变化关系在VRdt之下，这说明反馈回路12开路。然而，在B区内，感应电压Vs随Rload的变化关系略微超过VRdt，这说明反馈回路12已闭合（图2B中，B区内，Vs和VRdt之间的差异，可看作是电流放大器10中输入偏置的结果）。另一参考图中，Ro2（感应场效应管FET M2 4的漏源电阻）随Rload的变化关系在A区（线性区域）内的值很小，但在B区（饱和区）内却迅速增加。基于本发明限流负载开关（CLLS）101中的以下数字电路设计参数，绘出图2B以作参考：

功率场效应管FET M1 2 Rdson＝20毫欧

感应场效应管FET M2 4 Rdson＝20欧

追踪场效应管FET M3 Rdson＝40千欧

Rsense=16欧

R4=R5=4.5千欧

R6＝50千欧

R7＝25千欧

Iset＝I2＝10微安

I3＝2*Iset=20微安

Vss=12伏

Imax＝2.8安培

Cload＝1μF

对于本领域的技术人员，在本发明的设计思路基础上，还可通过调整上述限流负载开关CLLS的数字电路设计参数，例如改变不同的Vss和Imax的值等，达到其他设计任务要求。随着可用的电路模拟工具不断开发，在它们的辅助下，这些电路设计参数的调整将越来越快捷。

总之，在限流反馈回路中，通过利用所述的动态生成追踪参考电压，负载开关能够保证在整个负载电阻范围内，负载电流被局限在预置的限流水平上。尽管，本发明阐述的是功率场效应管FET和感应场效应管FET互相连接在一个分裂源结构上，但对于本领域的技术人员来说，本发明还有更广泛的应用，比如功率场效应管FET和感应场效应管FET，同一个共功率栅极和共低端端子一起，互相连接在一个分裂源结构上。同样地，本发明阐述的是场效应管FET和感应场效应管FET均为P－沟道金属氧化物半导体（PMOS）结构，对于本领域的技术人员来说，本发明中的场效应管FET和感应场效应管FET也可以是N－沟道金属氧化物半导体（NMOS）结构。另外，尽管VR_dt－产生器114将第一偏置电流I3设置在I3＝2×Iset镜电流水位上，但是为了最大化追踪有源偏置网络的设计选择区域，以保证VR_dt并行发生电位转换充分补偿RATIO_I的变化，利用电路模拟，第一偏置电流I3的设置，可以通过举例法，而不是通过局限法，在从1.2×Iset到5×Iset的更广泛范围内设置。

通过说明和图示，我们给出了参考具体装置的多个典型示例。其实只要稍加试验，本领域的技术人员就能实现其他示例的应用，将本发明应用到多个其他结构中。因此，鉴于本专利文件，本发明的保护范围并不仅仅局限于之前提到地具体典型示例，而是在以下的权利要求中限定。基于权利要求的同等含义和范围内，所做出的任何以及所有的修改，都将被认为仍属本发明涵盖的范围。

Claims (10)

1.带有动态生成追踪参考电压VR_dt的限流负载开关CLLS包括：

一对功率场效应管和感应场效应管，相互连接在带有共功率栅极和共低端端子的分裂电流结构上，桥接一个外部电源Vss和一个外部负载，产生负载电压Vload，而且当场效应管对饱和时，自动将产生的负载电流Iload限制在可预置的最大值Imax，选择场效应管对的尺寸使得它们各自流出的器件电流Ipower和Is保持电流比RATIO_I＝Is/Ipower<<1，感应场效应管高端端子通过一个感应电阻器Rsense与Vss耦合，在电阻器两端产生感应电压Vs＝Is×Rsense；

一个限流放大器，其第一输入端与动态追踪参考电压VR_dt相连，其第二输入端与Rsense的低端相连，其输出端与共功率栅极相连，因此通过感应场效应管形成一反馈回路,当Vs趋向超过VR_dt时，将Vs限制在VR_dt以下；以及

一个VR_dt－产生器，以产生VR_dt，VR_dt－产生器还耦合到Vload上，因此，当Iload趋于超过Imax，导致感应场效应管从它的线性区域转换到饱和区时，所述的VR_dt－产生器能够通过一并行发生电位转换，充分补偿由于感应场效应管的运行转换使RATIO_I发生改变所带来的不良影响，自动动态调节VR_dt；如果没有VR_dt的自动动态调节，RATIO_I的变化将导致Iload过度转换而超出Imax；

其中当Vs小于VR_dt时，限流放大器的输出端进入高阻抗状态，断开反馈回路，因此确保限流负载开关免受来自于其他闭合反馈回路不良的无关干扰；

所述限流负载开关还包括一个软启动控制电路，其输出端与限流放大器的输出端并联，以便控制共功率栅极，因此达到在启动时控制负载电压Vload斜率的目的。

2.根据权利要求1所述的限流负载开关，其中VR_dt－产生器还包括：

一个追踪有源偏置网络，与高端追踪电阻器、追踪场效应管以及低端分支点串联，此网络桥接Vss和Vload，同时流通来自Vss的追踪偏置电流，并从Vload中获取追踪耦合电流；由于其低端与限流放大器的第一输入端相连，高端追踪电阻器上的电压降与所述的VR_dt相等；高端追踪电阻器的设计满足当追踪偏置电流等于一可预置的电流Iset且感应场效应管在饱和区工作时，所对应的VR_dt*为：

VR_dt*=Iset×高端追踪电阻阻值

其在Iload与可预置的Imax相等时，通过Iload的反馈回路，将Vs局限在VR_dt*以下，上述的低端分支点进一步流通第一偏置电流：

第一偏置电流 = 追踪偏置电流 + 追踪耦合电流

以及一个固定电流有源偏置网络，与一个高端固定电流偏置电阻器和一个在饱和区接通的固定电流偏置场效应管串联，固定电流有源偏置网络与Vss相连接，以流通第二偏置电流：

第二偏置电流 = Iset

因此：

a) 当感应场效应管在饱和区工作时，低端分支点的电势将追踪场效应管置于饱和区，与固定电流偏置场效应管形成电流镜，这就使得追踪偏置电流与Iset相等，VR_dt与VR_dt*相等，因此将对应的Iload限制在Imax；

b) 当感应场效应管在线性区域工作时，低端分支点的电势将追踪场效应管置于线性区域，并且追踪偏置电流减小到Iset以下，使得VR_dt小于VR_dt*，因此避免Iload过度转换而超过Imax的情况。

3.根据权利要求2所述的限流负载开关，为了从Vload中引出追踪耦合电流，追踪有源偏置网络还包括一无源电阻耦合网络，拥有串联在低端分支点上的第一耦合电阻器和第二耦合电阻器,桥接追踪场效应管的低端和Vload的低端。

4.根据权利要求3所述的限流负载开关，为在选定追踪有源偏置网络的电路元件的尺寸以保证一VR_dt电位转换能并行发生且充分补偿RATIO_I的改变时有最大的选择范围，所述第一偏置电流设置在1.2×Iset到5×Iset的范围内。

5.根据权利要求2所述的限流负载开关，其中的VR_dt－产生器还包括一个可预置的双电流源，桥接低端分支点和固定电流有源偏置网络低端接地，因此流通第一偏置电流和第二偏置电流接地。

6.根据权利要求5所述的限流负载开关，其中可预置的双电流源包括一个三支路电流镜：

配置产生可预置电流Iset的第一电流支路

配置流通镜电流水平在1.2×Iset到5×Iset范围内的第一偏置电流的第二电流支路，以及

配置流通镜电流水平为Iset第二偏置电流的第三电流支路。

7.根据权利要求1所述的限流负载开关，其中所述的功率场效应管和所述的感应场效应管均为P-沟道金属氧化物半导体（PMOS）器件，而且功率场效应管和感应场效应管的高端为源极，低端为漏极。

8.根据权利要求1所述的限流负载开关，其中所述的功率场效应管和所述的感应场效应管均为N-沟道金属氧化物半导体（NMOS）器件。

9.根据权利要求1所述的限流负载开关，其中所述的限流放大器的第一输入端为其正输入，所述的限流放大器的第二输入端为其负输入。

10.根据权利要求1所述的限流负载开关，其中所述的限流放大器的第一输入端为其负输入，所述的限流放大器的第二输入端为其正输入。

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