CN103825444A

CN103825444A - 全桥式变换器的快速启动方法

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Publication number: CN103825444A
Application number: CN201410055309.0A
Authority: CN
Inventors: 倪兆瑞
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-02-19
Filing date: 2014-02-19
Publication date: 2014-05-28

Abstract

本发明涉及一种快速启动且能有效防止双倍磁通产生的全桥式变换器的快速启动方法。通过DSP芯片产生PWM基准波，DSP芯片给IGBT开关管Ⅳ高电平信号并持续1/2周期，之后DSP芯片给IGBT开关管Ⅰ高电平信号并持续1/4周期，IGBT开关管Ⅰ经1/4周期后关断，IGBT开关管Ⅳ经1/2周期后的下一个1/2周期内保持关断，IGBT开关管Ⅱ与IGBT开关管Ⅰ以及IGBT开关管Ⅲ与IGBT开关管Ⅳ保持互补导通关系。因此变压器铁芯磁通密度的工作即进入正、负半波交替变化的正常运行状态，磁通密度由Bm变至0再变至-Bm，完成一个磁通密度的幅值变化。因此有效避免了传统全桥式变换器启动时，变压器铁芯在初始的半个周期内饱和产生双倍磁通现象。有效避免了变压器绕组和开关器件烧坏，且加快了启动速度。

Description

全桥式变换器的快速启动方法

技术领域

本发明涉及全桥式变换器技术领域，具体涉及一种全桥式变换器的快速启动方法。

背景技术

在全桥式变换器的开关电源中存在启动时产生双倍磁通致使高频变压器饱和、开关器件烧坏的危险。一些特殊的场合（例如粉尘颗粒净化领域），需要快速间断式供电，要求电源输出间断后能以最快的速度达到全功率输出水平。当全桥式逆变系统脉冲宽度很窄或启动时，初始磁通密度接近为零，若以此为起点，突然增加励磁电压脉冲宽度到最大值，磁通密度偏移量将达到2Bm（通常情况下，在达到2Bm之前变压器铁芯已经达到饱和磁密Bs），这种变压器铁芯在初始的半个周期内饱和的情况是双倍磁通现象。双倍磁通的产生将会导致变压器绕组和开关器件烧坏，进而损坏整个系统等灾难性后果。

发明内容

本发明为了克服以上技术的不足，提供了一种快速启动且能有效防止双倍磁通产生的全桥式变换器的快速启动方法。

本发明克服其技术问题所采用的技术方案是：

本全桥式变换器的快速启动方法，包括如下步骤：

a)全桥式变换器逆变电路中H桥的左上臂为IGBT开关管Ⅰ，左下臂为IGBT开关管Ⅱ、右上臂为IGBT开关管Ⅲ，右下臂为IGBT开关管Ⅳ，IGBT开关管Ⅰ、IGBT开关管Ⅱ、IGBT开关管Ⅲ以及IGBT开关管Ⅳ初始状态为关断状态；

b) DSP芯片产生PWM基准波，DSP芯片给IGBT开关管Ⅳ高电平信号并持续1/2周期，IGBT开关管Ⅳ首先导通；

c)DSP芯片给IGBT开关管Ⅰ高电平信号并持续1/4周期，IGBT开关管Ⅰ导通，IGBT开关管Ⅰ与IGBT开关管Ⅳ起始高电平信号存在相位差；

d) IGBT开关管Ⅰ经1/4周期后DSP芯片发出低电平信号控制其关断；

e) IGBT开关管Ⅳ经1/2周期后DSP芯片发出低电平信号控制其关断；

f)在第一个周期内IGBT开关管Ⅱ与IGBT开关管Ⅰ以及IGBT开关管Ⅲ与IGBT开关管Ⅳ保持互补导通关系，DSP芯片给IGBT开关管Ⅱ的信号与IGBT开关管Ⅰ之间相差一个死区时间，DSP芯片给IGBT开关管Ⅲ的信号与IGBT开关管Ⅳ之间相差一个死区时间；

g)从第二个周期开始，IGBT开关管Ⅰ和IGBT开关管Ⅳ处于全脉宽展开状态，IGBT开关管Ⅱ与IGBT开关管Ⅰ以及IGBT开关管Ⅲ与IGBT开关管Ⅳ保持互补导通关系。

为了更好的防止全桥式变换器启动时产生双倍磁通现象，以及加快全桥式变换器的启动时间，上述相位差为1/8周期。

为了更好的防止全桥式变换器上下桥臂直通，造成变换器短路、损坏等现象，上述死区时间为0.6-1μs。

本发明的有益效果是：在含高频变压器的全桥式变换器中，本发明在防止启动时产生双倍磁通现象的同时，加快了全桥式变换器的启动时间。使全桥式变换器的启动时间缩短为半个逆变周期。本发明特别适合一些特定应用场所（需要快速间断式供电，要求电源输出间断后能以最快的速度达到全功率输出水平，例如粉尘颗粒净化领域）。本发明在这些应用场合的使用将降低能耗，增加效能。

附图说明

图1为现有技术全桥式逆变电路正常运行时磁通密度波形图；

图2为全桥式逆变电路启动时双倍磁通现象波形图；

图3为本发明半周期启动法的磁通密度波形；

图4为本发明全桥式变换器的电路图；

图5为本发明全桥式变换器逆变电路触发信号时序图；

图6为本发明全桥式变换器启动法的理论启动波形图；

图7为现有技术三周期启动法的启动试验波形图；

图8为本发明全桥式变换器启动法的启动试验波形图；

图中，S1.IGBT开关管Ⅰ S2.IGBT开关管Ⅱ S3.IGBT开关管Ⅲ S4.IGBT开关管Ⅳ 1.PWM基准波形 2.S1触发波形 3.S2触发波形 4.S4触发波形 5.S3触发波形 T.死区时间 θ.相位差。

具体实施方式

下面结合附图1至附图7对本发明做进一步说明。

在含高频变压器的全桥式逆变系统中，高频变压器铁芯线圈的励磁电压是一个交变量，一般情况下，其正、负半周期的波形幅值及导通脉宽都相同。变压器励磁电压和磁通密度波形，附图1和附图2所示为现有技术中全桥式逆变电路磁通密度波形图，其中，u为施加于变压器绕组的励磁电压，Bm为变压器铁芯的工作磁通密度幅值，Bs为变压器铁芯的饱和磁通密度。

如图1所示，全桥式逆变系统稳态运行的半个周期内，变压器最大磁通密度的幅值为工作磁密Bm，符合高频变压器设计要求的运行环境。当全桥式逆变系统脉冲宽度很窄或启动时，初始磁通密度接近为零，若以此为起点，突然增加励磁电压脉冲宽度到最大值，磁通密度偏移量将达到2Bm（通常情况下，在达到2Bm之前变压器铁芯已经达到饱和磁密Bs），如图2所示。这种变压器铁芯在初始的半个周期内饱和的情况就是双倍磁通现象。双倍磁通的产生将会导致变压器绕组和开关器件烧坏，进而损坏整个系统等灾难性后果。防止产生双倍磁通的措施主要有三种，其一是电流反馈控制，其二是降低变压器铁芯的工作磁密，其三是将变压器励磁电压脉冲缓慢展开。措施一在系统中需要新增一阶反馈环节使控制系统复杂，措施二降低了变压器铁芯的利用率增加了成本，措施三将导致全桥式逆变系统启动缓慢，不利于快速间断式供电的应用环境。快速间断式供电要求开关电源能以最快的速度达到满功率输出水平。因此本发明设计了一种半周期快速启动法，将在避免双倍磁通产生的同时大幅提高启动速度。

附图3所示为全桥式变换器的电路图，其中IGBT开关管Ⅰ S1， IGBT开关管ⅡS2、IGBT开关管Ⅲ S3以及 IGBT开关管Ⅳ S4构成H桥，并且H桥的左上臂为IGBT开关管Ⅰ S1，左下臂为IGBT开关管ⅡS2、右上臂为IGBT开关管Ⅲ S3，右下臂为IGBT开关管Ⅳ S4, D1、D2、D3和D4分别为IGBT开关管Ⅰ S1， IGBT开关管ⅡS2、IGBT开关管Ⅲ S3以及 IGBT开关管Ⅳ S4的反并联二极管。C1、C2、C3、C4分别为并联于IGBT开关管Ⅰ S1， IGBT开关管ⅡS2、IGBT开关管Ⅲ S3以及 IGBT开关管Ⅳ S4两端的无感电容，用于实现电路运行时的零电压开关（ZVS，zero-voltage switching）。D5、D6、D7和D8为连接于变压器高压侧高压整流硅堆，形成无控全桥整流。电容CE和电阻RE代表负载。LI为串联于变压器原边的电感和高频变压器漏感之和，CS代表高频变压器的寄生电容。此电路为现有技术中全桥式变换器的公知电路。

本全桥式变换器的快速启动方法，包括如下步骤：

（1）IGBT开关管Ⅰ S1、IGBT开关管Ⅱ S2、IGBT开关管Ⅲ S3以及IGBT开关管Ⅳ S4初始状态为关断状态；（2）DSP芯片产生PWM基准波1，DSP芯片给IGBT开关管Ⅳ S4高电平信号并持续1/2周期，IGBT开关管Ⅳ S4首先导通；（3）DSP芯片给IGBT开关管Ⅰ S1高电平信号并持续1/4周期，IGBT开关管Ⅰ S1导通，IGBT开关管Ⅰ S1与IGBT开关管Ⅳ S4起始高电平信号存在相位差 θ；（4）IGBT开关管Ⅰ S1经1/4周期后DSP芯片发出低电平信号控制其关断；（5）IGBT开关管Ⅳ S4经1/2周期后DSP芯片发出低电平信号控制其关断；（6）在第一个周期内IGBT开关管Ⅱ S2与IGBT开关管Ⅰ S1以及IGBT开关管Ⅲ S3与IGBT开关管Ⅳ S4保持互补导通关系，DSP芯片给IGBT开关管Ⅱ S2的信号与IGBT开关管Ⅰ S1之间相差一个死区时间T，DSP芯片给IGBT开关管Ⅲ S3的信号与IGBT开关管Ⅳ S4之间相差一个死区时间T；（7）从第二个周期开始，IGBT开关管Ⅰ S1和IGBT开关管Ⅳ S4处于全脉宽展开状态，IGBT开关管Ⅱ S2与IGBT开关管Ⅰ S1以及IGBT开关管Ⅲ S3与IGBT开关管ⅣS4保持互补导通关系。IGBT开关管Ⅰ 的S1触发波形2、IGBT开关管Ⅱ的S2触发波形3、IGBT开关管Ⅳ的S3触发波形5以及IGBT开关管Ⅲ的S4触发波形4与DSP芯片发出的PWM基准波形1的时序图如附图4所示。

变压器铁芯的磁通密度B与施加于变压器绕组两端的电压u和持续时间t的乘积成正比，如公式

Figure 2014100553090100002DEST_PATH_IMAGE002

所示。其中，B为变压器铁芯的磁通密度，n为变压器绕组的匝数，A变压器铁芯的截面积，u变压器绕组两端的励磁电压，t为施加励磁电压所持续的时间。

由于在IGBT开关管Ⅳ S4导通后的1/2周期内DSP芯片控制IGBT开关管Ⅰ S1只导通四分之一周期的时间，使磁通密度达到工作磁通密度幅值Bm，在下一个1/2周期内IGBT开关管ⅠS1以及IGBT开关管Ⅳ S4关断，由于IGBT开关管Ⅱ S2与IGBT开关管Ⅰ S1以及IGBT开关管Ⅲ S3与IGBT开关管Ⅳ S4保持互补导通关系，因此在第二个1/2周期内IGBT开关管Ⅱ S2以及IGBT开关管Ⅲ S3导通，因此此时励磁电压脉冲宽度到最大值（二分之一周期宽度）。半周期启动法的变压器励磁电压和磁通密度波形如附图3所示，即在第一个1/2周期内磁通密度达到工作磁密Bm且保持不变，在第二个1/2周期施加脉冲电压宽度到最大值时，磁通密度返回到负的工作磁密-Bm，此后铁芯磁通密度的工作即进入正、负半波交替变化的正常运行状态，磁通密度由Bm变至0再变至-Bm，完成一个磁通密度的幅值变化。因此有效避免了传统全桥式变换器启动时，变压器铁芯在初始的半个周期内饱和产生双倍磁通现象。有效避免了变压器绕组和开关器件烧坏。

如附图6所示为现有技术的全桥式变换器启动时通过示波器测得的启动试验波形图，通过波形显示可以得知，常规技术手段的全桥式变换器启动时前三个周期内在0轴处都有波动，从而表明至少需要三个周期，全桥式变换器才可以在避免双倍磁通的条件下启动，启动时间约为150μs。如附图7所示为采用本发明的半周期全桥式变换器的快速启动方法时通过示波器测得的启动试验波形图，通过波形显示可以得知，只在启动的第一个半周期内在0轴处有波动，从而表明只需半个周期即可使全桥式变换器在避免双倍磁通的条件下启动，启动时间约为25μs。因此极大缩短了启动时间，在一些特殊的场合（例如粉尘颗粒净化领域），需要快速间断式供电，并且要求电源输出间断后能以最快的速度达到全功率输出水平的应用环境中具有显著意义。

下面通过计算验证本发明的全桥式变换器的快速启动方法。整个启动过程有6个工作模态，具体如下：

A. Mode 1 (t0<t<t1): 在本模式下，主开关S1和S4导通，逆变器的输出电压VAB=VDC，iP线性增大，如下式。

B. Mode 2 (t1<t<t2): 当t=t1时，开关S1开始关断，进入开关模式2状态。由C1和C2组成的附加电路开始投入工作，C1充电，C2放电(C1=C2)。因为CS+n2CE>>C1+C2并且iP>0，所以vCs=vO/n，此时电路进入谐振状态, iP、vAB谐振方程如下。

其中，

，

。

C. Mode 3 (t2<t<t3): 当t>t2时，如果C1继续被充电，电压vS1将高于电压VDC。因此D2导通（ZVON），直流电源停止对逆变桥供电。由于D2和S4导通，vAB=0，此时有流过逆变桥内部的环流，电路的初始值为iP(t2)=iP2，iO(t2)=iO2，而只要iP>0，则vCs=vO/n的关系保持不变，iP线性下降，如下式。

D. Mode 4 (t3<t<t4): 当t>t3时，S4关断，逆变桥内部环流结束，C4开始被充电，C3开始放电(C3 =C4)。当C4充电时，S4近似于零电压关断(ZVOFF，zero-voltage off)。在此时区，电路初始条件为iP(t3)=iP3，只要满足条件iP>0(即关系式vCs=vO/n保持不变)，则可得此区间的状态方程如下：

其中，

，

。

由以上方程可见，电压vAB缓慢增长，而iP快速下降。

E. Mode 5 (t4<t<t5): 如果t>t4时，D3零电压开通（ZVON），如果iP依然大于零，即iP>0；则vAB =-VDC。存储于LI中磁能一部分反馈给直流电源，另一部分继续向负载输出。只要iP>0，则vCs=vO/n将保持不变。可得如下电路方程，并且初始条件为iP(t4)=iP4。

以上方程显示，此时iP快速下降，当t=t5时，可得iP=0。

F. Mode 6 (t5<t<t6): 当t≥t5时，D2和D3关断，对S3和S2反向钳位消失。因为此时对S3和S2的触发信号依然为高电平，因此S3和S2开通（零电压零电流开通，ZVCON），vAB =-VDC,直流电源继续向逆变器输出功率，电路进入谐振状态。

其中

，

由以上方程可见，iP快速下降。当t=t6时，iP=iP1谐振状态停止。至此半波启动结束，进入全波导通状态。以上分析对高压输出侧的电容电压采用小纹波近似法。最终本发明的全桥式变换器的快速启动方法的理论波形图如附图5所示，通过与图7中示波器所测得实际波形相比对，可以认为理论计算的波形与实际测量的一致，因此本发明的全桥式变换器的快速启动方法具有可行性。

为了更好的防止全桥式变换器启动时产生双倍磁通现象，将IGBT开关管Ⅰ与IGBT开关管Ⅳ的起始高电平触发信号相位差（θ）设置为1/8周期，使全桥式变换器启动时，脉冲宽度为1/4周期，磁通密度偏移量从零增加到Bm，并持续不变直至下半周期开始，下半周期脉冲宽度为1/2周期，则磁通密度偏移量从Bm减小到-Bm。此后，上半周期和下半周期的脉冲宽度都为1/2周期，从而使磁通密度的幅值在Bm、-Bm之间变化，有效防止了双倍磁通现象的产生。将IGBT开关管Ⅰ与IGBT开关管Ⅳ的起始高电平触发信号相位差（θ）设置为1/8周期，还可以使全桥式变换器启动时，脉冲宽度为1/4周期，磁通密度偏移量从零增加到Bm，并持续不变直至下半周期开始，下半周期脉冲宽度为1/2周期，磁通密度偏移量从Bm减小到-Bm, 进入全脉宽展开状态（即全功率输出状态）。全桥式变换器的启动时间只用半个周期。从而实现了更好的加快全桥式变换器的启动时间，

为了更好的防止全桥式变换器上下桥臂直通，造成变换器短路、损坏等现象，将上述死区时间设置为0.6-1μs。保证同一桥臂的上下两个开关管，在一个开关管关断之后另一个开关管才允许打开。

Claims

1.一种全桥式变换器的快速启动方法，其特征在于：包括如下步骤：

a)全桥式变换器逆变电路中H桥的左上臂为IGBT开关管Ⅰ（S1），左下臂为IGBT开关管Ⅱ（S2）、右上臂为IGBT开关管Ⅲ（S3），右下臂为IGBT开关管Ⅳ（S4），IGBT开关管Ⅰ（S1）、IGBT开关管Ⅱ（S2）、IGBT开关管Ⅲ（S3）以及IGBT开关管Ⅳ（S4）初始状态为关断状态；

b) DSP芯片产生PWM基准波（1），DSP芯片给IGBT开关管Ⅳ（S4）高电平信号并持续1/2周期，IGBT开关管Ⅳ（S4）首先导通；

c)DSP芯片给IGBT开关管Ⅰ（S1）高电平信号并持续1/4周期，IGBT开关管Ⅰ（S1）导通，IGBT开关管Ⅰ（S1）与IGBT开关管Ⅳ（S4）起始高电平信号存在相位差（θ）；

d) IGBT开关管Ⅰ（S1）经1/4周期后DSP芯片发出低电平信号控制其关断；

e) IGBT开关管Ⅳ（S4）经1/2周期后的DSP芯片发出低电平信号控制其关断；

f)在第一个周期内IGBT开关管Ⅱ（S2）与IGBT开关管Ⅰ（S1）以及IGBT开关管Ⅲ（S3）与IGBT开关管Ⅳ（S4）保持互补导通关系，DSP芯片给IGBT开关管Ⅱ（S2）的信号与IGBT开关管Ⅰ（S1）之间相差一个死区时间（T），DSP芯片给IGBT开关管Ⅲ（S3）的信号与IGBT开关管Ⅳ（S4）之间相差一个死区时间（T）；

g)从第二个周期开始，IGBT开关管Ⅰ（S1）和IGBT开关管Ⅳ（S4）处于全脉宽展开状态，IGBT开关管Ⅱ（S2）与IGBT开关管Ⅰ（S1）以及IGBT开关管Ⅲ（S3）与IGBT开关管Ⅳ（S4）保持互补导通关系。

2.根据权利要求1所述的全桥式变换器的快速启动方法，其特征在于：所述相位差（θ）为1/8周期。

3.根据权利要求1所述的全桥式变换器的快速启动方法，其特征在于：所述死区时间（T）为0.6-1μs。