WO2011048696A1 - パルス電圧発生回路、放電回路及びこれらを用いた発光分析装置 - Google Patents

パルス電圧発生回路、放電回路及びこれらを用いた発光分析装置 Download PDF

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俊也 土生
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株式会社島津製作所
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    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/53—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback
    • H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N21/00—Investigating or analysing materials by the use of optical means, i.e. using sub-millimetre waves, infrared, visible or ultraviolet light
    • G01N21/62—Systems in which the material investigated is excited whereby it emits light or causes a change in wavelength of the incident light
    • G01N21/66—Systems in which the material investigated is excited whereby it emits light or causes a change in wavelength of the incident light electrically excited, e.g. electroluminescence
    • G01N21/67—Systems in which the material investigated is excited whereby it emits light or causes a change in wavelength of the incident light electrically excited, e.g. electroluminescence using electric arcs or discharges

Definitions

  • the present invention relates to a pulse voltage generation circuit suitable for generating a spark discharge, a discharge circuit using the pulse voltage generation circuit, and an emission analysis apparatus using the discharge circuit.
  • the sample metal sample
  • plasma is generated
  • the excitation light of the plasma is dispersed
  • the light intensity is measured to analyze the composition of the sample.
  • a large current discharge causes the atoms on the surface of the metal sample to evaporate and at the same time excites the atoms by the discharge plasma. Since the excited atoms emit light in the line spectrum unique to each element, the amount of elements present in the plasma can be specified by introducing this light into the spectrometer and measuring the intensity of light of a specific wavelength. Is done. By simultaneously measuring light of a plurality of wavelengths, the amounts of various elements in the plasma can be determined, and the composition of the elements constituting the metal sample can be specified from the information.
  • a charging power source main discharge power source
  • a pulse voltage generation circuit ignition circuit
  • the capacitor is charged to several hundred volts, and after discharging starts in the discharge gap, energy for forming a large current spark discharge is supplied.
  • the steep rise of the discharge current between the counter electrode and the sample electrode improves the analytical performance.
  • the rise of the discharge current between the counter electrode and the sample electrode becomes steeper as the secondary winding inductance of the flyback transformer 1 of the pulse voltage generation circuit is smaller.
  • the inductance of the secondary winding of the flyback transformer 1 of the pulse voltage generation circuit used in the emission analyzer it is necessary to reduce the inductance of the secondary winding of the flyback transformer 1 of the pulse voltage generation circuit used in the emission analyzer as much as possible.
  • the number of turns of the primary winding of the flyback transformer 1 is made smaller than the number of turns of the secondary winding, so that the inductance L P of the primary winding of the flyback transformer 1 is further reduced.
  • the flyback transformer 1 in which the inductance of the winding is very small, it is necessary to use a magnetic material having a small relative permeability, and unless a winding method in which the coupling between the primary winding and the secondary winding is sufficiently large is used. Leakage inductance increases. Further, since the flyback transformer 1 used in the pulse voltage generation circuit generates a high voltage, it is necessary to ensure sufficient insulation between the primary winding and the secondary winding. There is a limit to how small the leakage inductance can be devised.
  • the flyback pulse voltage generation circuit (converter) when the switching element is turned off, the energy accumulated in the leakage inductance of the flyback transformer 1 causes a surge at both ends of the primary winding of the flyback transformer 1. Since a voltage is generated, in the conventional pulse voltage generation circuit, a snubber circuit 22 as shown in FIG. 11 is arranged on the primary side of the flyback transformer 1 so as to suppress the surge voltage below the withstand voltage of the switching element. .
  • the snubber circuit 22 in FIG. 11 is located in the vicinity of a switching element (not shown) on the primary side of the flyback transformer 1, and the switching element is detected from a surge voltage generated at both ends of the primary winding of the flyback transformer 1. Protect.
  • a series circuit of a capacitor C and a diode D is connected in parallel to the primary winding of the flyback transformer 1, and a resistor R is connected in parallel to the capacitor C.
  • the diode D When the surge voltage generated on the primary side exceeds the diffusion potential (rising voltage) of the diode D, the diode D is turned on and the surge voltage is clamped by the capacitor C. Furthermore, it becomes thermal energy in the resistor R, and the amplitude of the surge gradually attenuates.
  • the coupling coefficient of the flyback transformer 1 is k, and the primary inductance of the flyback transformer 1 is L p .
  • ⁇ SNUB (1-k) L p I m 2 (3) It becomes.
  • the present invention provides a pulse voltage generation circuit having high energy transfer efficiency and a high output peak voltage, a discharge circuit using the pulse voltage generation circuit, and an emission analysis apparatus using the discharge circuit. For the purpose.
  • a transformer having a primary winding and a secondary winding, a snubber capacitor connected in parallel to the primary winding, an excitation capacitor for supplying an excitation current to the primary winding
  • the exciting capacitor is a pulse voltage generating circuit including a switching element inserted in an exciting current path for supplying exciting current to the primary winding, and a load capacitor connected in parallel to the secondary winding.
  • the first peak value of the voltage across the load capacitor after the switching element is turned off is larger than any of the second and subsequent peak values.
  • the pulse voltage generation circuit of the first aspect by connecting a snubber capacitor with an optimized capacitance value in parallel to the primary winding of the transformer, the switching element is protected from the surge voltage, and the energy transfer efficiency And a pulse voltage generation circuit having a high output peak voltage can be provided.
  • a second aspect of the present invention includes a pulse voltage generation circuit that generates a high voltage for initiating discharge, a charging power source that supplies a voltage that maintains discharge in the discharge gap, and charging of the charging power source and the pulse voltage generation circuit.
  • a drive control device that controls the voltage and timing of charging and conduction, and a pulse voltage generation circuit includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, and a snubber capacitor connected in parallel to the primary winding; An excitation capacitor for supplying an excitation current to the primary winding, a switching element inserted in an excitation current path for supplying the excitation current to the primary winding, and a load capacitor connected in parallel to the secondary winding It is a summary to provide.
  • the first peak value of the voltage across the load capacitor after the switching element is turned off is larger than any of the second and subsequent peak values.
  • the relationship between the snubber capacitor capacity, the load capacitor capacity, the secondary winding stray capacitance, the primary winding inductance, the transformer excitation inductance, and the winding ratio of the secondary winding to the primary winding has been adjusted. It is characterized by.
  • a snubber capacitor with an optimized capacitance value is connected in parallel to the primary winding of the transformer, so that the switching element is protected from surge voltage and the energy transfer efficiency is increased.
  • a pulse voltage having a high output peak voltage can be generated, and the rise of the discharge current of the discharge in the discharge gap can be made steep.
  • a discharge gap formed by the sample electrode and the counter electrode, a pulse voltage generation circuit for generating a high voltage for starting discharge in the discharge gap, and a voltage for maintaining discharge in the discharge gap.
  • a drive control device for controlling the charging voltage of the charging power source and the pulse voltage generation circuit and the timing of charging and conduction, evaporate and vaporize the sample of the sample electrode, and generate plasma.
  • the gist of the present invention is to analyze the composition of the sample by spectroscopically analyzing the excitation light and measuring the light intensity.
  • the pulse voltage generation circuit includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a snubber capacitor connected in parallel to the primary winding, and a primary winding.
  • the capacity of the snubber capacitor, the capacity of the load capacitor, and the second order so that the first peak value of the voltage across the load capacitor after the switching element is turned off is larger than any of the second and subsequent peak values.
  • the relationship between the stray capacitance of the winding, the inductance of the primary winding, the excitation inductance of the transformer, and the winding ratio of the secondary winding to the primary winding is adjusted.
  • a snubber capacitor having an optimized capacitance value is connected in parallel to the primary winding of the transformer, so that the switching element is protected from surge voltage and energy transfer efficiency is improved.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit centered on a transformer for explaining the operation of the pulse voltage generation circuit according to the embodiment of the present invention. It is a figure which shows an example of the waveform of the secondary winding equivalent voltage and secondary winding equivalent current of the pulse voltage generation circuit which concerns on embodiment of this invention. It is a figure which shows an example of the primary winding equivalent voltage and primary winding equivalent current of the pulse voltage generation circuit which concerns on embodiment of this invention. It is a figure which shows an example of the waveform of the primary winding equivalent current of the pulse voltage generation circuit which concerns on embodiment of this invention, and a secondary winding equivalent current.
  • the time when the secondary winding equivalent current first becomes 0 and the time when the primary winding current becomes 0 for the second time after the switching element is turned off It is a figure which shows an example of a waveform when is equal. It is a figure which shows the result of having simulated the primary winding voltage, the primary winding current, the secondary winding equivalent voltage, and the secondary winding equivalent current in the pulse voltage generation circuit which concerns on embodiment of this invention.
  • the primary winding voltage, primary winding current, secondary winding equivalent voltage and secondary winding equivalent current in the pulse voltage generation circuit according to the embodiment of the present invention are calculated. It is a figure which shows the result of simulation.
  • the discharge circuit of the emission analyzer includes a discharge gap (41, 42) formed by a sample electrode (metal sample) 42 and a counter electrode (discharge electrode) 41.
  • a series circuit formed by the discharge gap (41, 42) and the output capacitor 7 is connected between two output terminals of the pulse voltage generation circuit 2, and the main discharge current path is Forming.
  • the main discharge current path includes one output terminal of the pulse voltage generation circuit 2, a counter electrode 41 connected to the one output terminal, and between the counter electrode 41 and the other output terminal of the pulse voltage generation circuit 2. And an output capacitor 7 connected to.
  • the output capacitor 7 When the output capacitor 7 is charged to several thousand volts by the charging power source 33 and discharge starts in the discharge gap (41, 42) between the sample electrode 42 and the counter electrode 41, it passes through the pulse voltage generation circuit 2. Thus, energy for forming a large current spark discharge is supplied from the output capacitor 7.
  • the pulse voltage generation circuit 2 includes a transformer (hereinafter referred to as a “flyback transformer”) 1 having a primary winding, a secondary winding having a magnetic coupling opposite to the primary winding, and a primary winding.
  • a snubber capacitor 21 connected in parallel, an excitation capacitor 3 for supplying an excitation current to the primary winding, and a switching element 6 inserted in an excitation current path for supplying the excitation current to the primary winding.
  • a load capacitor 4 connected in parallel to the secondary winding.
  • a MOS field effect transistor FET
  • the switching element 6 is not limited to a MOSFET, but an insulated gate bipolar transistor (IGBT), a junction type FET, an electrostatic induction A transistor (SIT), a bipolar transistor (BJT), an electrostatic induction thyristor (SI), a GTO thyristor, or the like may be used.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • SIT electrostatic induction A transistor
  • BJT bipolar transistor
  • SI electrostatic induction thyristor
  • GTO thyristor GTO thyristor
  • the excitation power supply 31 is connected in parallel to the excitation capacitor 3 so as to supply a voltage to the excitation capacitor 3.
  • an excitation current is passed from the precharged excitation capacitor 3 to the primary winding to excite the primary winding.
  • the voltage charged in the capacitor of the charging power supply 33 is applied to the discharge gap (41, 42) through the secondary winding of the flyback transformer 1, but in the primary winding and the secondary winding. Since the phase is reversed, when the excitation current flows through the primary side, no current flows through the secondary side, and the discharge in the discharge gap (41, 42) does not start. That is, when the switching element 6 is in a conducting state, only an excitation current flows through the primary winding, energy is accumulated in the core of the flyback transformer 1, and no power is transmitted to the secondary winding.
  • the switching element 6 When a predetermined current is passed through the primary winding, the switching element 6 is turned off and cut off, thereby eliminating the magnetic field and reversing the polarity of the voltages of the primary and secondary windings.
  • the energy accumulated in the core of the back transformer 1 is released, and a voltage is generated on the secondary winding side.
  • the magnetic energy stored in the core of the flyback transformer 1 generates an induced voltage of 10 kV or more in the secondary winding, and the load capacitor 4 and the secondary winding.
  • the line stray capacitance C S is charged to generate a high voltage, and the gap between the sample electrode 42 and the counter electrode 41 breaks down and starts to discharge.
  • the emission analysis apparatus further includes a spectrometer.
  • a spectrometer Once discharge starts in the discharge gap (41, 42), energy is supplied to the discharge gap (41, 42) from the charging power source 33 through the secondary winding of the flyback transformer 1, and the discharge current rapidly increases. A high energy spark discharge is formed in the discharge gap (41, 42).
  • the surface of the sample electrode (metal sample) 42 is locally heated to start evaporation of atoms constituting the sample.
  • the evaporated atoms are excited by electrons in the plasma.
  • the excited atoms return to a stable state, light having a wavelength corresponding to the energy difference is emitted. Since each element has a unique energy level, the wavelength of light also forms a line spectrum unique to the element.
  • the light emission in the plasma is efficiently introduced into the spectrometer, and the light intensity specific to each element is simultaneously measured for each of the plurality of elements.
  • the light intensity at each wavelength is not simply proportional to the elemental composition ratio. However, since the amount of each element is roughly proportional, the relationship between the emission intensity and the amount of the element is determined in advance, and the element composition is determined by converting the emission intensity into the amount of the element. Is possible.
  • the discharge gap (41, 42) formed by the sample electrode 42 and the counter electrode 41 is usually filled with a rare gas or the like.
  • the sample electrode 42 and the counter electrode 41 are arranged with an interval of about several mm, and discharge does not start when a voltage of several hundred volts is applied.
  • the pulse voltage generation circuit 2 is used for dielectric breakdown by applying a high voltage of about 20 kV generated in the secondary winding of the flyback transformer 1 to the counter electrode 41.
  • the snubber capacitor 21 provided between the node N1 and the node N2 in FIG. 1 generates a switching element from a surge voltage that is an induced electromotive force generated in the primary winding when discharge starts in the discharge gap (41, 42). 6 is provided for the purpose of protecting.
  • the capacitance C 1 of the snubber capacitor 21 is set to a value that maximizes the output voltage of the pulse voltage generation circuit 2. That is, the capacitance of the snubber capacitor 21 so that the first peak value of the voltage (output voltage) between both ends of the load capacitor 4 after the switching element 6 is turned off is larger than any of the second and subsequent peak values.
  • the snubber coefficient B (-A + (A 2 -4) 1/2 ) / 2 (8)
  • C 1 B ⁇ C 2 ?? (9)
  • the circuit from the snubber capacitor 21 and the primary winding of the flyback transformer 1 to the load capacitor 4 and the secondary winding of the flyback transformer 1 connected between the node N5 and the node N6 is connected to the flyback transformer 1
  • This is an equivalent circuit converted to the primary side.
  • the primary to secondary winding ratio of the flyback transformer 1 is 1: n, and the copper loss and the iron loss are ignored in the equivalent circuit shown in FIG.
  • L 1 d 2 q 1 / dt 2 + q 1 / C 1 L 1 d 2 q 2 / dt 2 + q 2 / C 2 ......
  • B 1 (L 1 ⁇ 1 2 ⁇ 1 / C 1 ) (L 1 ⁇ 2 2 ⁇ 1 / C 2 ) I 0 / ((L 1 ⁇ 1 2 ⁇ 1 / C 2 ) (L 1 ⁇ 2 2 ⁇ 1 / C 1 ) ⁇ (L 1 ⁇ 1 2 ⁇ 1 / C 1 ) (L 1 ⁇ 2 2 ⁇ 1 / C 2 )) ⁇ 1 (40) It becomes.
  • I 0 ⁇ B 1 ⁇ 1 ⁇ (L 1 ⁇ 1 2 ⁇ 1 / C 1 ) (L 1 ⁇ 2 2 ⁇ 1 / C 1 ) I 0 / ((L 1 ⁇ 1 2 ⁇ 1 / C 2 ) ( L 1 ⁇ 2 2 -1 / C 1 )-(L 1 ⁇ 1 2 -1 / C 1 ) (L 1 ⁇ 2 2 -1 / C 2 )) (42) It becomes. Therefore, the primary winding voltage v 1 is calculated from the equations (34), (40), and (42).
  • the primary winding current i 1 is obtained from the equations (34), (40), and (42).
  • the secondary winding equivalent current i 2 is obtained from the equations (35) and (41).
  • the pulse voltage generation circuit 2 as an igniter circuit outputs a high voltage and causes dielectric breakdown between the sample and the electrode.
  • the optimum design is such that the peak voltage value is first maximized.
  • the secondary winding equivalent voltage v 2 and the secondary winding equivalent current i 2 have two frequency components ⁇ 1 and ⁇ 2 as shown in equations (44) and (46), for example, as shown in FIG. It becomes a waveform.
  • the secondary winding equivalent voltage v 2 first reaches its maximum when the secondary winding equivalent current i 2 first becomes 0 after the switching element is turned off.
  • the required t p is the time when the secondary winding equivalent current i 2 first becomes 0 after the switching element is turned off.
  • V 2P of the secondary winding equivalent voltage v 2 and the bottom value V 1B of the primary winding voltage v 1 when the flyback transformer 1 is operated under the condition (A) are obtained.
  • the peak value V 2P of the secondary winding equivalent voltage v 2 is obtained by substituting Equations (59) and (60) into Equation (44).
  • V 2P 4B 2 / 3C 2 (69)
  • the bottom value V 1B of the primary winding voltage v 1 is obtained by substituting Equations (59) and (60) into Equation (43).
  • V 1B B 1 ⁇ I 0 / 3 ⁇ 1 (70) It becomes.
  • the condition (b) is satisfied from the equation (70)
  • the snubber capacitor 21 has the capacitance value C 1 defined by the equation (64) that is the solution of the quadratic equation of the equation (62).
  • the constant of the flyback transformer 1 satisfies the formula (71)
  • the transmission efficiency ⁇ of the flyback transformer 1 is maximized.
  • V 1P I o (I o / (I o ⁇ B 1 ⁇ 1 )) 1/2 / 3 ⁇ 1 C 1 (83) It becomes.
  • the flyback transformer 1 having a primary inductance L p of 75 nH, a secondary winding capacitance C S of 23 pF, a load capacitance C L of 7 pF, and a winding ratio n of 40 is optimized by the design method of the present invention. The operating conditions were determined.
  • FIG. 7 shows a simulation result obtained by performing a simulation using the equivalent circuit shown in FIG. 2 as a simulation model under the above conditions.
  • Squares ( ⁇ ) is a voltage v 1 applied to the snubber capacitor 21, rhombus ( ⁇ ) voltage v 2, inverted triangle is applied to the equivalent load capacitance C 2 ( ⁇ ) current i 1 flowing through the snubber capacitor 21, the triangle ( ⁇ ) indicates the current i 2 flowing through the load capacitor 4.
  • the vertical axis of the graphs shown in FIGS. 7 and 8 is an arbitrary unit, and the waveform shapes are the same.
  • the peak value of the secondary winding equivalent voltage v 2 is 424.80 V as a theoretical calculation value and 424.80 V as a simulation result.
  • the peak arrival time is 106.08 nsec as a theoretical calculation value and 106.04 nsec as a simulation result. .
  • the peak value of the primary winding voltage v 1 was 447.86 V as a theoretical calculation value and 448.10 V as a simulation result, and the peak arrival time was 41.16 nsec as a theoretical calculation value and 41.13 nsec as a simulation result. In both cases, the theoretical calculation values and the simulation results almost coincide.
  • the numerical value described in parentheses for the secondary winding equivalent voltage v 2 in the table shown in FIG. 9 is the output voltage value v OUT of the flyback transformer 1.
  • FIG. 10 shows the case where the energy transfer efficiency ⁇ when the capacitance C 1 of the snubber capacitor 21 is 20.5843 nF in the pulse voltage generation circuit 2 according to the embodiment of the present invention is used in the conventional snubber circuit 22.
  • FIG. 10 shows the case where the energy transfer efficiency ⁇ when the capacitance C 1 of the snubber capacitor 21 is 20.5843 nF in the pulse voltage generation circuit 2 according to the embodiment of the present invention is used in the conventional snubber circuit 22.
  • the energy transfer efficiency ⁇ is greatly improved compared to the case where
  • the pulse voltage generation circuit of the present invention and the discharge circuit using the pulse voltage generation circuit can generate a high voltage necessary for generating a spark discharge, it can be used in technical fields such as emission analysis.
  • the pulse voltage generation circuit of the present invention evaporates and emits the constituent atoms of the sample of the emission spectrometer, and measures the emission intensity between the sample (metal sample) and the discharge electrode (counter electrode). A high voltage can be applied to and a spark discharge can be generated.

Landscapes

  • Investigating, Analyzing Materials By Fluorescence Or Luminescence (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)

Abstract

　１次巻線、２次巻線を有するトランス（１）と、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサ（２１）と、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサ（３）と、この励磁コンデンサ（３）が１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子（６）と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ（４）とを備えるパルス電圧発生回路である。スイッチング素子（６）のターンオフ後における、負荷コンデンサ（４）の両端間の電圧の最初にピーク値が２回目以降のピーク値より大きくなるように、スナバコンデンサ（２１）の容量、負荷コンデンサ（４）の容量、２次巻線の浮遊容量、１次巻線のインダクタンス、トランス（１）の励磁インダクタンス、トランス（１）の巻線比との関係を調整する。

Description

パルス電圧発生回路、放電回路及びこれらを用いた発光分析装置
　本発明は、スパーク放電を発生させる場合等に好適なパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路、及びこの放電回路を用いた発光分析装置に関する。 
　発光分析装置においては、試料(金属試料)を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、このプラズマの励起光を分光して、光強度を測定することで、試料の組成分析を行う。試料を蒸発・気化させるためには、対電極－試料電極間に図１１に示すようなパルス電圧発生回路により高電圧を印加し、対電極－試料電極間にスパーク放電による大電流を流す必要がある。大電流の放電により、金属試料の表面の原子を蒸発させると同時に、放電プラズマによってこの原子を励起する。励起された原子は、それぞれの元素固有の線スペクトルで発光するため、この光を分光器に導入し、特定の波長の光の強度を測定することによって、プラズマ中に存在する元素の量が特定される。複数の波長の光を同時に測定することにより、プラズマ中の各種の元素の量が判明し、その情報から金属試料を構成していた元素の組成を特定することができる。
　従来の発光分析装置では、充電電源(主放電電源)とパルス電圧発生回路(イグナイタ回路)が、対電極－試料電極間に形成される放電ギャップに接続されており、主放電電流経路を形成している。充電電源(主放電電源)では、コンデンサが数百Ｖに充電されており、放電ギャップに放電が開始した後に、大電流のスパーク放電を形成するためのエネルギーを供給する。このような発光分析装置では、対電極－試料電極間の放電電流の立ち上がりが急峻なほど、その分析性能が向上することが、実験により明らかになっている。対電極－試料電極間の放電電流の立ち上がりは、パルス電圧発生回路のフライバックトランス１の２次巻線インダクタンスが小さいほど、急峻になる。このため、発光分析装置に用いるパルス電圧発生回路のフライバックトランス１の２次巻線のインダクタンスは、極力小さくする必要がある。高電圧パルスを発生させるため、フライバックトランス１の１次巻線の巻数は、２次巻線の巻数より小さくするので、フライバックトランス１の１次巻線のインダクタンスLPはさらに小さくなる。
　巻線のインダクタンスが非常に小さいフライバックトランス１では、比透磁率の小さい磁性体を用いる必要があり、１次巻線と２次巻線の結合が充分大きくなる巻線方法を用いない限り、漏洩インダクタンスが大きくなる。又、パルス電圧発生回路に用いられるフライバックトランス１は高電圧を発生させるものであるから、１次巻線と２次巻線間には充分な絶縁を確保する必要があり、巻線方法を工夫して漏洩インダクタンスを小さくするにも限界がある。
　このため、フライバック方式のパルス電圧発生回路(コンバータ)では、スイッチング素子をターンオフした時、フライバックトランス１の漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーにより、フライバックトランス１の１次巻線の両端にサージ電圧が発生するので、従来のパルス電圧発生回路では、フライバックトランス１の１次側に図１１に示すようなスナバ回路２２を配置し、サージ電圧をスイッチング素子の耐圧以下に抑えるようにしている。図１１のスナバ回路２２はフライバックトランス１の１次側にあるスイッチング素子(図示省略。)の近傍に位置し、フライバックトランス１の１次巻線の両端に発生するサージ電圧からスイッチング素子を保護している。フライバックトランス１の１次巻線に対して並列に、コンデンサＣとダイオードＤとの直列回路が接続され、更に、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒが接続されている。１次側に発生するサージ電圧がダイオードＤの拡散電位(立ち上がり電圧)を超えると、ダイオードＤがオンになり、コンデンサＣによりサージ電圧をクランプさせる。更に抵抗Ｒにおいて熱エネルギーとなりサージの振幅は次第に減衰する。
　図１１に示すパルス電圧発生回路において、１次漏洩インダクタンスをL1、２次漏洩インダクタンスをL2、励磁電流をImとすると、スナバ回路２２に回収されるエネルギーは、

　　　εSNUB＝(L1＋L2)Im 2/２　　　　　　　　　　……(１)

である。フライバックトランス１の結合係数をｋ、フライバックトランス１の一次インダクタンスをLpとして、

　　　L1＝L2＝(１－ｋ)Ｌp　　　　　　　　　　……(２)

とおくと：

　　　εSNUB＝(１－ｋ)LpIm 2　　　　　　　　　　……(３)

となる。フライバックトランス１に供給されるエネルギーεINは、

　　　εIN＝LpIm 2/２　　　　　　　　　　　　　……(４)

なので、フライバックトランス１のエネルギー伝達効率βは、回路の損失を無視すれば、

　　　β＝１－εSNUB/εIN＝２ｋ－１　　　　　　……(５)

となる。パルス電圧発生回路に使用するフライバックトランス１の結合係数ｋは０．７～０．８であるので、スナバ回路２２を用いた場合のエネルギー伝達効率βは、図１０に示すように、４０～６０％となってしまう。
　本発明は、エネルギー伝達効率が高く、しかも、出力ピーク電圧を高くすることができるパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路、及びこの放電回路を用いた発光分析装置を提供することを目的とする。
　本発明の第１の様態は、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備えるパルス電圧発生回路であることを要旨とする。更に、この第１の様態に係るパルス電圧発生回路は、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量、負荷コンデンサの容量、２次巻線の浮遊容量、１次巻線のインダクタンス、トランスの励磁インダクタンス、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。
　第１の様態に係るパルス電圧発生回路によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧発生回路を提供することが出来る。
　本発明の第２の様態は、放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、充電電源及びパルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、パルス電圧発生回路が、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備えることを要旨とする。更に、この第２の様態に係る放電回路は、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量、負荷コンデンサの容量、２次巻線の浮遊容量、１次巻線のインダクタンス、トランスの励磁インダクタンス、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。
　第２の様態に係る放電回路によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧を発生し、放電ギャップにおける放電の放電電流の立ち上がりを急峻することができる。
　本発明の第３の様態は、試料電極と対電極とが形成する放電ギャップと、放電ギャップに放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、充電電源及びパルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、試料電極の試料を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、このプラズマの励起光を分光して、光強度を測定して試料の組成分析を行う発光分析装置であることを要旨とする。更に、この第３の様態に係る発光分析装置は、パルス電圧発生回路が、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備え、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量、負荷コンデンサの容量、２次巻線の浮遊容量、１次巻線のインダクタンス、トランスの励磁インダクタンス、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。
　第３の様態に係る発光分析装置によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧を発生することにより、対電極－試料電極間の放電電流の立ち上がりを急峻し、分析性能を向上させることができる。
本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路の構成を説明する回路図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の動作を説明するためのトランスを中心とした等価回路である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の１次巻線等価電圧及び１次巻線等価電流の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の１次巻線等価電流及び２次巻線等価電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路において、スイッチング素子がターンオフしてから、２次巻線等価電流が初めに０となる時間と、１次巻線電流が２度目に０となる時間が等しい場合の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路における１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流をシミュレーションした結果を示す図である。 図７とは異なる回路パラメータの場合について、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路における１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流をシミュレーションした結果を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の初期励磁電流I0＝３４０Aとした場合において、結合係数ｋ＝０．５～０．９の範囲での、５種の容量値（C1＝３３ｎＦ，２７ｎＦ，２２ｎＦ，２０．５８４３ｎＦ，１８ｎＦ）を有するスナバコンデンサに対する、２次巻線等価電圧のピーク値、及びエネルギー伝達効率を示す表である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路において、スナバコンデンサの容量C1＝２０．５８４３ｎＦとした場合のエネルギー伝達効率を、従来技術のスナバ回路を用いた場合と比較して示す図である。 従来のパルス電圧発生回路に用いられる代表的なＲＣＤスナバコンデンサを説明する回路図である。
　次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり平面寸法、時間軸等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な平面寸法、時間軸等は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。又、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための回路や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、回路素子や構成部品の配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
　(放電回路の構成)
　本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路は、図１に示すように、試料電極(金属試料)４２と対電極(放電電極)４１とが形成する放電ギャップ(４１，４２)と、この放電ギャップ(４１，４２)に放電を開始させるためのパルス電圧発生回路(イグナイタ回路)２と、放電ギャップ(４１，４２)に放電を維持する電圧を供給する充電電源(主放電電源)３３と、充電電源３３及びパルス電圧発生回路２の充電電圧並びに充電及び導通のタイミング等を制御する駆動制御装置３２を備える。具体的には、図１に示すように、パルス電圧発生回路２の２つの出力端子間に、放電ギャップ(４１，４２)と出力コンデンサ７とがなす直列回路が接続され、主放電電流経路を形成している。
　即ち、主放電電流経路は、パルス電圧発生回路２の一方の出力端子と、この一方の出力端子に接続された対電極４１と、この対電極４１とパルス電圧発生回路２の他方の出力端子間に接続された出力コンデンサ７とで形成されている。充電電源３３により、出力コンデンサ７が数千Ｖに充電されており、試料電極４２と対電極４１との間の放電ギャップ(４１，４２)に放電が開始すると、パルス電圧発生回路２を経由して、大電流のスパーク放電を形成するためのエネルギーが出力コンデンサ７から供給される。
　パルス電圧発生回路２は、１次巻線、磁気的結合が１次巻線と逆極性の２次巻線を有するトランス（以下において「フライバックトランス」という。）１と、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサ２１と、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサ３と、この励磁コンデンサ３が１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子６と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ４とを備える。図１では、スイッチング素子６としてＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が示されているが、スイッチング素子６はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、接合型ＦＥＴ、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、静電誘導サイリスタ（ＳＩ）、ＧＴＯサイリスタ等でも構わない。
　励磁コンデンサ３に電圧を供給するように、励磁コンデンサ３に並列に励磁電源装置３１が接続されている。スイッチング素子６を導通状態にすることにより、予め充電された励磁コンデンサ３から１次巻線へ励磁電流を流して、１次巻線を励磁する。この時、放電ギャップ(４１，４２)には、充電電源３３のコンデンサに充電された電圧がフライバックトランス１の２次巻線を通して印加されているが、１次巻線と２次巻線では位相が反転しているので、励磁電流が１次側を流れるとき、２次側には電流が流れず、放電ギャップ(４１，４２)での放電は開始しない。即ち、スイッチング素子６が導通状態では１次巻線に励磁電流が流れるのみで、フライバックトランス１のコアにエネルギーが蓄積され、２次巻線側には電力の伝達がされない。
　１次巻線に所定の電流を流している時に、スイッチング素子６をターンオフし、遮断状態にすることにより、磁界がなくなり、１次巻線と２次巻線の電圧の極性が反転し、フライバックトランス１のコアに蓄積されたエネルギーが開放され、２次巻線側に電圧が発生する。本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２では、フライバックトランス１のコアに蓄えられた磁気エネルギーが、２次巻線に１０ｋＶ以上の誘導電圧を発生させ、負荷コンデンサ４及び２次巻線浮遊容量CSが充電され、高電圧を発生し、試料電極４２と対電極４１との間隙が絶縁破壊して放電を開始する。
　図示を省略しているが、本発明の実施の形態に係る発光分析装置は、更に、分光器を備える。一旦、放電ギャップ(４１，４２)で放電が始まると、充電電源３３からフライバックトランス１の２次巻線を通して放電ギャップ(４１，４２)にエネルギーが供給されて放電電流は急速に増加し、放電ギャップ(４１，４２)に高エネルギーのスパーク放電が形成される。この時、試料電極(金属試料)４２の表面は局所的に高温になり、試料を構成する原子の蒸発が開始する。蒸発した原子は、プラズマ中の電子により励起される。そして、励起された原子が安定な状態にもどるときに、そのエネルギー差に相当する波長の光を発する。それぞれの元素には固有のエネルギー準位が存在するため、光の波長も元素固有の線スペクトルを形成する。このプラズマ中の発光を効率良く分光器に導入し、複数の元素のそれぞれについて、元素固有の光の強度を同時に測定する。それぞれの波長の光強度は、単純に元素の組成比に比例しているわけではない。しかし、それぞれの元素の量には概ね比例しているため、あらかじめ発光強度と元素の量との関係を求めておくことにより、発光強度を元素の量に換算して、元素組成を決定することが可能になる。
　発光分析中の試料表面状態の変化を避けるために、試料電極４２と対電極４１とがなす放電ギャップ(４１，４２)は、通常希ガスなどで満たされている。試料電極４２と対電極４１は、数ｍｍ程度の間隔をおいて配置されており、数百Ｖの電圧印加により放電が開始することはない。パルス電圧発生回路２は、フライバックトランス１の２次巻線に発生させた２０ｋＶ程度の高電圧を対電極４１に印加することにより、絶縁破壊するのに使用される。
　図１のノードＮ１とノードＮ２間に設けられたスナバコンデンサ２１は、放電ギャップ(４１，４２)で放電が開始したとき、１次巻線に発生する誘導起電力であるサージ電圧から、スイッチング素子６を保護する目的で設けられている。本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路においては、スナバコンデンサ２１の容量C1はパルス電圧発生回路２の出力電圧を最大とする値に設定する。即ち、スイッチング素子６のターンオフ後における、負荷コンデンサ４の両端間の電圧（出力電圧）の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサ２１の容量C1、負荷コンデンサ４の容量CL、２次巻線の浮遊容量CS、１次巻線のインダクタンスLp、フライバックトランス１の励磁インダクタンスLm、２次巻線の１次巻線に対する巻線比ｎとの関係が調整されている。具体的には、２次巻線浮遊容量CS及び負荷コンデンサ４がなす等価負荷容量を１次側に換算した値C2＝ｎ２(CS＋CL)として(図２の等価回路参照。)、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２のスナバコンデンサ２１の容量C1は、

　　　C1＝C2(-A+(A2-4)1/2)/2　　　　　　　　　……(６)

となるような値に選べば、スイッチング素子６のターンオフ後における、負荷コンデンサ４の両端間の出力電圧の最初のピーク値は、２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなる。ここで、Aは、スナバ係数算出定数であり、フライバックトランス１の結合係数ｋ＝Lm/Lpを用いて、

　　　A＝(10k/3)2-82/9　　　　　　　　　　　……(７)

と表される。このスナバ係数算出定数Aを用いて、スナバ係数Bを、

　　　B＝(-A+(A2-4)1/2)/2　　　　　　　　　　……(８)

として、スナバ係数算出定数Aの無理関数で定義すれば、

　　　C1＝B・C2　　　　　　　　　　　　　　　……(９)

となり、スナバコンデンサの容量C1が、負荷コンデンサの容量CLと２次巻線の浮遊容量CSとをトランスの１次側に換算した値C2＝ｎ２(CS＋CL)に対しスナバ係数Bを乗した値となる。結合係数ｋは、スナバ係数Bを用いると、

k=((70B2+100B+30+((70B2+100B+30)2-3600B(B+1)2)1/2)/200B)-1……(１０)

となる。
　例えば、LP＝７５ｎＨの時、式(１０)を満足する結合係数ｋの値は０．７５６となり、CS＝２３ｐＦ、CL＝７ｐＦ、ｎ＝４０の時、C2＝４８ｎＦとなる。したがって、式(６)より、スナバコンデンサ２１の容量C1を、C1＝２０．５８４３ｎＦに設定すれば良い（図９及び図１０参照。）。
　(等価回路)
　本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、スナバコンデンサ２１の容量C1の値を式(６)に示す値に設定すれば、高効率でエネルギーを伝達できることができることを、図２に示した等価回路で説明する。
　図２は、図１に示した本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路の本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路のうち、ノードＮ１とノードＮ２の間に接続されたスナバコンデンサ２１及びフライバックトランス１の１次巻線から、ノードＮ５とノードＮ６の間に接続された負荷コンデンサ４及びフライバックトランス１の２次巻線までの回路を、フライバックトランス１の１次側に換算した等価回路である。図１で説明したとおり、フライバックトランス１の１次と２次の巻線比は１：ｎであり、図２に示した等価回路では、銅損及び鉄損は無視している。
　図２において、スナバコンデンサ２１の容量をC1、１次巻線漏洩インダクタンスをL1、励磁インダクタンスをLmとすれば、２次巻線漏洩インダクタンスLSを１次側に換算した漏洩インダクタンスはL2＝Ls/ｎ２で表され、図１の説明で既に述べたとおり２次巻線浮遊容量CS及び負荷コンデンサ４がなす等価負荷容量を１次側に換算した値はC2＝ｎ２(CS＋CL)で表される。
　図２に示すように、スナバコンデンサ２１の両端ノードＮ２、ノードＮ１間の電圧をv1、ノードＮ２からノードＮ１に流れる電流をi1とする。同様に負荷コンデンサ４の両端ノードＮ６、ノードＮ５間の電圧をv2、ノードＮ６からノードＮ５に流れる電流をi2とし、スナバコンデンサ２１の電荷をq1、負荷コンデンサ４の電荷をq2とする。又、励磁インダクタンスLmの両端のノードＮ３からノードＮ４の方向に流れる電流をimとする。フライバックトランス１の１次巻線インダクタンスをLpとすると、図２に示した等価回路では、Lp＝L1＋Lmとなる。以下、回路の説明を容易にするため、L1＝L2とする。
　(１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流)
　図２の等価回路を用いて、スナバコンデンサ２１の両端に印加される１次巻線電圧v1と１次巻線電流i1、及び等価容量C2両端に印加される２次巻線等価電圧v2と２次巻線等価電流i2を導出する。
　図２の等価回路において、初期条件は、時間ｔ＝０において、

　　　q1＝q2＝０　　　　　　　　　　　　　　 ……(１１)
　　　i1＝ｄq1/dt＝I0　　　　　　　　　　　　 ……(１２)
　　　i2＝dq2/dt＝０　　　　　　　　　　　　 ……(１３)

である。電流i1、i2、imの間には以下の関係が成立する：

　　　Lmdim/dt＝－L1di1/dt－∫i1dt/C1　　　　　……(１４)
　　　Lmdim/dt＝－L1ｄi2/dt－∫i2dt/C2　　　　　……(１５)
　　　im＝i1＋i2　　　　　　　　　　　　　　　 ……(１６)

式(１６)を式(１４)、式(１５)に代入すると、

　　　(Lm＋L1)di1/dt＋∫i1dt/C1＝－Lmｄi2/dt　　……(１７)
　　　(Lm＋L1)ｄi2/dt＋∫i2dt/C2＝－Lmdi1/dt　　……(１８)

となる、ここで、i1＝ｄq1/dt、i2＝dq2/dtとして、式(１７)、式(１８)をq1、q2で表すと、

　　　(Lm＋L1)d2q1/dt2＋q1/C1＝－Lmd2q2/dt2　　　……(１９)
　　　(Lm＋L1)d2q2/dt2＋q2/C2＝－Lmd2q1/dt2　　　……(２０)

となる。式(１９)、(２０)より、

　　　q2＝C2((Lm＋L1)2/Lm－Lm)ｄ2q1/dt2＋(Lm＋L1)C2ｑ/LmC1……(２１)

となる。式(２１)を式(１９)に代入し整理すると、

　　　d4q1/dt4＋ａd2q1/dt2＋ｂq1＝０　　　　　 ……(２２)

但し、

　　　ａ＝(Lm＋L1)(C1＋C2)/C1C2((Lm＋L1)２－Lm ２)　……(２３)
　　　ｂ＝１/C1C2((Lm＋L1)２－Lm ２)　　　　　　　……(２４)

となる。同様に、式(１９)、(２０)より、q2について、

　　　ｄ４q2/dt４＋ａd2q2/dt2＋ｂq2＝０　　　　　……(２５)

となる。微分方程式(２２)を解くと、q1は定数A１、B１、D1、E1を用いて、

　　　q1＝A１cosω1t＋B１sinω1t＋D1cosω2t＋E1sinω2t　 ……(２６)

と表される。但し、

　　　ω1＝((ａ－(ａ２－４ｂ)1/2)/２)1/2　　　　……(２７)
　　　ω2＝((ａ＋(ａ２－４ｂ)1/2)/２)1/2　　　　……(２８)

となる。同様に式(２５)の微分方程式を解くと、q2は定数A２、B２、D2、E2を用いて、

　　　q2＝A２cosω1t＋B２sinω1t＋D2cosω2t＋E2sinω2t　 ……(２９)

と表される。式(２)の初期条件より、ｔ＝０の時、q1＝q2＝０となる。q1、q2は各々２つの周波数成分を持つが、どちらの周波数成分もｔ＝０の時０となるので、A１＝D1＝０，A２＝D2＝０となる。したがって、

　　　q1＝B１sinω1t＋E1sinω2t　　　　　　　　……(３０)
　　　q2＝B２sinω1t＋E2sinω2t　　　　　　　　……(３１)

となる。式(１２)の初期条件より、ｔ＝０において、

　　　i1＝ｄq1/dt＝B１ω1＋E1ω2＝I0　　　　　　……(３２)

同様に、式(１３)の初期条件より、ｔ＝０において、

　　　i2＝dq2/dt＝B２ω1＋E2ω2＝０　　　　　 ……(３３)

となる。式(３２)、(３３)を式(３０)、(３１)に代入し、定数E1、E2を消去すると、

　　　q1＝B１sinω1t＋((I0－B１ω1)/ω2)sinω2t　……(３４)
　　　q2＝B２sinω1t＋B２(ω1/ω2)sinω2t　　　　……(３５)

となる。ここで、式(１４)、(１５)より下式が成立する：

　　　L1d2q1/dt2＋q1/C1＝L1d2q2/dt2＋q2/C2　　　　……(３６)

式(３６)に式(３４)、(３５)を代入すると、

－L1(B１ω1 2sinω1t＋ω2(I0－B１ω1)sinω2t)＋(B１sinω1t＋((I0－B１ω1)/ω2)sinω2t)/C1＝－L1(B２ω1 2sinω1t＋B２ω1ω2sinω2t)＋(B２sinω1t＋B２(ω1/ω2)sinω2t)/C2 　　　　　　　　　　　　　　　　　 ……(３７)

となる。式(３７)において、sinω1tの係数は等しくなるので、

　　　B２＝B１(L1ω1 2－１/C1)/(L1ω1 2－１/C2)　　　……(３８)

となる。同様に、式(３７)において、sinω2tの係数は等しくなるので、

(L1ω1ω2－ω1/C1ω2)B１＝(L1ω1ω2－ω1/C2ω2)B２＋(L1ω2－１/C1ω2)I0
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……(３９)

となる。式(３８)、(３９)よりB１を求めると、

B１＝(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2)I0/((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2))ω1 　　　　　　　　　……(４０)

となる。式(３８)、(４０)より、B２を求めると

B２＝(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C1)I0/((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2))ω1 　　　　　　　　　……(４１)

となる。また、

I0－B１ω1＝－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C1)I0/((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2)) 　　　　　　 ……(４２)

となる。よって、１次巻線電圧v1は、式(３４)、(４０)、(４２)より、

v1＝q1/C1＝(B１sinω1t＋(I0－B１ω1/ω2)sinω2t)/C1＝(L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C2)I0sinω1t/C1ω1((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2))－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2)I0sinω2t/C1ω2((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2))　　　……(４３)

となる。２次巻線等価電圧v2は式(３５)、(４１)より、

v2＝q2/C2＝B２/C2(sinω1t－ω1sinω2t/ω2)＝(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C1)I0(sinω1t－ω1sinω2t/ω2)/C2ω1((L1ω1 2－１/C2)(L1ω2 2－１/C1)－(L1ω1 2－１/C1)(L1ω2 2－１/C2)) 　　　　　　 　　　　　　 ……(４４)

となる。１次巻線電流i1は、式(３４)、(４０)、(４２)より、

i1＝ｄq1/dt＝B１ω1cosω1t＋(I0－B１ω1)cosω2t＝((L1C1ω2 2－１)(L1C2ω2 2－１)cosω1t－(L1C1ω1 2－１)(L1C2ω2 2－１)cosω2t)cosω2tI0/((L1C1ω2 2－１)(L1C2ω1 2－１)－(L1C1ω1 2－１)(L1C2ω2 2－１)) 　　　……(４５)

となる。２次巻線等価電流i2は式(３５)、(４１)より、

i2＝dq2/dt＝B２ω1(cosω1t－cosω2t)＝(L1C1ω1 2－１)(L1C1ω2 2－１)(cosω1t－cosω2t)I0/((L1C1ω2 2－１)(L1C2ω1 2－１)－(L1C1ω1 2－１)(L1C2ω2 2－１))
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……(４６)

となる。
(エネルギー伝達効率の最大化条件)
　イグナイタ回路としてのパルス電圧発生回路２は、高電圧を出力し、試料対電極間に絶縁破壊を生じさせるものである。特に、発光分析装置に用いるイグナイタ回路においては、放電電流の立ち上がりが急峻な程、その分析性能が向上することが実験より明らかになっている。したがって、スイッチング素子をターンオフした後、はじめにピークとなる電圧値が最大となるような設計が最適設計となる。２次巻線等価電圧v2、２次巻線等価電流i2は式(４４)、(４６)に示すように、２つの周波数成分ω1、ω2を持ち、例えば、図３のような波形となる。ここで、２次巻線等価電圧v2が極大、又は極小となる時、ｄv2/dt＝ｄq2/C2dt＝０より、２次巻線等価電流i2＝dq2/dtとなる。
　図３から明らかなように、２次巻線等価電圧v2が初めに極大となるのは、２次巻線等価電流i2がスイッチング素子をターンオフした後、初めに０となる時である。一方、１次巻線電圧v1、１次巻線電流i1は、式(４３)、(４５)で表され、例えば図４のような波形となり、同様に１次巻線電圧v1が極大、又は極小となるとき、１次巻線電流i1＝０となる。
　故に、下記の二つの条件（イ）（ロ）を満足させれば、２次巻線等価電圧v2がピークとなった時、フライバックトランス１に供給された全てのエネルギーが出力へ伝達されるので、出力ピーク電圧を最大に出来る：
　(イ)スイッチング素子がターンオフしてから、２次巻線等価電流i2が初めに０となる時間と、１次巻線電流i1が２度目に０となる時間が等しい；
　(ロ)１次巻線電圧v1の極小値Ｖ1Bが０である。
　即ち、スナバコンデンサ２１及び負荷コンデンサ４を流れる電流が共に０となり、スナバコンデンサ２１の電圧が０となる時に出力電圧は最大となる。
　以下、条件(イ)について説明する。
２次巻線等価電流i2が０となる時間をtpとすると、式(４６)より、

　　　cosω1tｐ＝cosω2tｐ　　　　　　　　　　……(４７)

となる。式(４７)より以下の２式が成立する：

　　　ω1tｐ＝ω2tｐ＋２n1π　　　　　　　　　　　　……(４８)
　　　ω1tｐ＝－ω2tｐ＋２n2π　　　　　　　　　　　……(４９)

但し、n1，n2＝０，１，２，……。式(４８)より、

　　　tp＝２n1π/(ω1－ω2)　(n1＝０，１，２，……)……(５０)
となる。式(４９)より、

　　　tp＝２n2π/(ω1＋ω2)　(n2＝０，１，２，……)……(５１)

となる。求めるtpは、スイッチング素子がターンオフしてから２次巻線等価電流i2がはじめに０となる時間である。式(５１)で表される時間tpは、式(５０)で表される時間tpより小さくなるので、式(５１)においてn2＝１とし、

　　　tp＝２π/(ω1＋ω2)　　　　　　　　　　　　　……(５２)

となる。また、ｔ＝tpのとき、i1＝０とするので、式(４５)より、

　　　B１ω1cosω1tｐ＋(I0－B１ω1)cosω2tｐ＝０　　　……(５３)

となる。I0≠０であるから、式(４７)、(５３)より、

　　　cosω1tｐ＝cosω2tｐ＝０　　　　　　　　　　　……(５４)

となる。式(５４)より以下の２式が成立する。

　　　ω1tｐ＝(２m1＋１)π/２　　　　　　　　　　　……(５５)
　　　ω2tｐ＝(２m2＋１)π/２　　　　　　　　　　　……(５６)

但し、m1，m2＝０，１，２，……。式(５５)、(５６)より、

　　　tp＝(２m1＋１)π/２ω1　　　　　　　　　　　……(５７)
　　　tp＝(２m2＋１)π/２ω2　　　　　　　　　　　……(５８)

但し、m1、m2＝０，１，２，……となる。式(２７)、(２８)より、ω1＜ω2となるので、式(５４)を満足する最も小さい時間tpは、tp＝π/２ω2となる。この時の電流i1，i2の波形の例を図５に示す。
　条件(イ)を満足させるには、電流i1、i2の波形を図６に示す波形の様にする必要があり、時間tpは２番目に小さい値にする。よって時間tpは、式(５７)でm1＝０とおいた値、又は式(５８)でm2＝１とおいた値のいずれかとなる。すなわち、

　　　tp＝π/２ω1　又は　tp＝３π/２ω2　　　　　　……(５９)

となる。したがって、式(５２)、(５９)より、条件(イ)が成立するのは、

　　　ω2＝３ω1　　　　　　　　　　　　　　　……(６０)

の時に限られる。
　次にフライバックトランス１を条件(イ)で動作させるための、スナバコンデンサ２１の容量C1を決定する。式(２７)、(２８)を式(６０)に代入し整理すると、

　　　９ａ＝１００ｂ　　　　　　　　　　　　　……(６１)

となる。式(６１)に式(２３)、(２４)を代入し整理すると、

　　　C1 ２＋ｄ×C1＋C2＝０　　　　　　　　　　　……(６２)

但し、

ｄ＝(１８(Lm＋L1)２C2－１００LmC2((Lm＋L1)２/Lm－Lm))/９(Lm＋L1)２…(６３)

となる。式(６２)から、C1＞０の解を求めると、

　　　C1＝C2(-d+(d2-4C2 2)1/2)/2　　　　　　　　　……(６４)

が得られる。式(６２)に示すC1に関する２次方程式が、式(６４)で表されるようにC1が解を持つ条件は、ｄ２≧４C2 ２の時、すなわち、

　　　ｄ≧２C2　　　　　　　　　　　　　　　　……(６５)
または、
　　　ｄ≦－２C2　　　　　　　　　　　　　　　……(６６)

の場合である。式(６５)に式(６３)を代入して整理すると、

　　　(Lm＋L1)２＜Lm ２　　　　　　　　　　　　　……(６７)

となるが、この条件が成立することはない。一方、式(６６)に式(６３)を代入し整理すると、

　　　Lm＜０．８(Lm＋L1)　　　　　　　　　　　……(６８)

となる。すなわち、条件(イ)が成立するのは、結合係数ｋが０．８以下の場合に限られる。式(６４)においてA＝d/C2とすると、式(６)が得られるので、式(６４)は、式(６)に等価な式である。又、図２に示した等価回路では、Lp＝L1＋Lm，ｋ＝Lm/Lpであるので、式(６３)をA＝d/C2に代入すると、式(７)のスナバ係数算出定数Aが得られる。
　最後にフライバックトランス１を条件(イ)で動作させた時の、２次巻線等価電圧v2のピーク値Ｖ2P、及び１次巻線電圧v1のボトム値Ｖ1Bを求める。２次巻線等価電圧v2のピーク値Ｖ2Pは式(５９)、(６０)を式(４４)に代入すると、

　　　Ｖ2P＝４B２/３C2　　　　　　　　　　　　　　　　……(６９)

１次巻線電圧v1のボトム値Ｖ1Bは式(５９)、(６０)を式(４３)に代入すると、

　　　Ｖ1B＝B１－I0/３ω1　　　　　　　　　　　　　　　……(７０)

となる。条件(ロ)を満足するのは、式(７０)より、

　　　Ｖ1B＝B１－I0/３ω1＝０　　　　　　　　　　　　　……(７１)

とした場合である。
　以上より、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２においては、スナバコンデンサ２１が式(６２)の２次方程式の解である式(６４)が規定する容量値C1を有し、かつフライバックトランス１の定数が式(７１)を満足する場合に、フライバックトランス１の伝達効率βは最大となる。
　また、１次巻線電圧v1がはじめにピークとなるのは、２次巻線等価電流i1がはじめに０となるときである。この時間をｔ１とすると、式(４５)より、

　　　B１ω1cos(ω1t１)＋(Io－B１ω1)cos(ω2t１)＝０　　　……(７２)

となる。式(６０)を式(７２)に代入すると、

　　　B１ω1cos(ω1t１)＋(Io－B１ω1)cos(３ω1t１)＝０　　……(７３)

となる。ここで、三角関数の倍角の公式より、

　　　cos(３ω1t１)＝４cos３(ω1t１)－３cos(ω1t１)　　　……(７４)

となる。式(７４)を式(７３)に代入し整理すると、

　　　(４(Io－B１ω1)cos２(ω1t１)＋４B１ω1－３Io)cos(ω1t１)＝０…(７５)

となる。ここで、cos(ω1t１)≠０より、

　　　cos(ω1t１)＝((３Io－４B１ω1)/(４Io－４B１ω1))1/2……(７６)
ｔ１＝cos－１((３Io－４B１ω1)/(４Io－４B１ω1))1/2/ω1　　……(７７)

となる。

　　　sin(ω1t１)＝(１－cos２(ω1t１))1/2　　　　　　　　……(７８)

より、

　　　sin(ω1t１)＝(Io/(４Io－４B１ω1))1/2　　　　　　……(７９)

となる。ここで、三角関数の倍角の公式より、

　　　sin(３ω1t１)＝－４sin３(ω1t１)＋３sin(ω1t１)　……(８０)

となる。式(７９)を式(８０)に代入すると、

sin(３ω1t１)＝(２Io－３B１ω1)(Io/(４Io－４B１ω1))1/2/(Io－B１ω1)…(８１)

となる。式(４３)に式(６０)を代入すると、１次巻線電圧v1は、

　　　v1＝(B１sin(ω1t)＋(Io－B１ω1)sin(３ω1t)/ω2)C1……(８２)

となる。式(８０)，(８１)を式(８２)に代入し整理すると、１次巻線電圧v1のピーク値Ｖ1Pは、

　　　Ｖ1P＝Io(Io/(Io－B１ω1))1/2/３ω1C1　　　　　　　……(８３)

となる。
(理論式の検証)
　以上のように導出された、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２の１次巻線電圧v1、１次巻線電流i1、２次巻線等価電圧v2及び２次巻線等価電流i2等を示す理論式（４３）～（８３）を検証するため、ケイデンス社の回路シミュレータPSpice(登録商標）によるシミュレーション結果との比較を行った。
　先ず、具体例として、一次インダクタンスLpが７５ｎＨ、２次巻線容量CSが２３ｐＦ、負荷容量CLが７ｐＦ、巻線比ｎが４０のフライバックトランス１について、本発明の設計法により最適動作条件を求めた。計算結果によると、Lm＝５６．７ｎＨ、L1＝L2＝１８．３ｎＨ、ｋ＝０．７５６、C1＝２０．５８４３ｎＦ、C2＝４８ｎＦとした場合、２次巻線等価電圧v2がピークの時、v1＝i1＝i2＝０となり、線路等による損失を無視すれば理論上、エネルギー伝達効率βは１００％で最大となる。図７は、以上の条件で、図２に示した等価回路をシミュレーションモデルに用いて、シミュレーションを行ったシミュレーション結果である。四角形(□)はスナバコンデンサ２１に印加される電圧v1、菱形(◇)は等価負荷容量C2に印加される電圧v2、逆三角形(▽)はスナバコンデンサ２１に流れる電流i1、三角形(△)は負荷コンデンサ４に流れる電流i2をそれぞれ示している。シミュレーション結果は、２次巻線等価電圧v2がピーク値となる時、v1＝i1＝i2＝０となっており、理論と合致している。
　図８は、Lm＝４５ｎＨ、L1＝L2＝３０ｎＨ、ｋ＝０．６、C1＝２０．５８４３ｎＦ、C2＝４８ｎＦとし、同様のシミュレーションを行った場合のシミュレーション結果である。同様に、２次巻線等価電圧v2がピーク値となる時、v1＝i1＝i2＝０となっており、理論と合致している。
　図７、図８に示すグラフの縦軸は任意単位となっており、波形の形状は共に一致している。
　また、ｋ＝０．７５、Lm＝５６．２５ｎＨ、L1＝１８．７５ｎＨとし、初期励磁電流I0＝３４０Aとした場合の２次巻線等価電圧v2のピーク値及びピーク到達時間の比較を行った。２次巻線等価電圧v2のピーク値は、理論計算値で４２４．８０Ｖ、シミュレーション結果で４２４．８０Ｖとなり、ピーク到達時間は理論計算値で１０６．０８ｎｓｅｃ、シミュレーション結果で１０６．０４ｎｓｅｃとなった。１次巻線電圧v1のピーク値は、理論計算値で４４７．８６Ｖ、シミュレーション結果で４４８．１０Ｖとなり、ピーク到達時間は理論計算値で４１．１６ｎｓｅｃ、シミュレーション結果で４１．１３ｎｓｅｃとなった。いずれも、理論計算値とシミュレーション結果は、ほぼ合致している。
(出力特性とエネルギー伝達効率)
　図９の表は、初期励磁電流I0＝３４０Aとした場合において、結合係数ｋ＝０．５～０．９の範囲での、５種の容量値（C1＝３３ｎＦ，２７ｎＦ，２２ｎＦ，２０．５８４３ｎＦ，１８ｎＦ）を有するスナバコンデンサ２１に対する、２次巻線等価電圧v2のピーク値、及びエネルギー伝達効率βを示す。図９に示した表から明らかなように、スナバコンデンサ２１が、式(６)、又は式(６)に等価な式(６４)を用いて算出した容量C1＝２０．５８４３ｎＦである場合に、伝達効率βが、最大となっていることが分かる。
　図９に示した表の２次巻線等価電圧v2の括弧内に記載した数値は、フライバックトランス１の出力電圧値ｖOUTである。出力電圧値ｖOUTは、フライバックトランス１の巻数比をｎとして、ｖOUT＝ｎ×Ｖ2Pより算出する。エネルギー伝達効率βは、フライバックトランス１への投入エネルギーεINのうち、出力電圧ｖOUTに寄与したエネルギーεOUTの比率であり、

　　　β＝100εOUT/εIN　　　　　　　　　　　 ……(８４)

で定義される。但し、

　　　εIN＝ＬIo 2/２＝７５ｎＨ×(３４０Ａ)2/２＝４．３３５ｍＪ…(８５)
　　　εOUT＝C2Ｖ2P 2　　　　　　　　　　　　　……(８６)

としている。
　図１０は、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、スナバコンデンサ２１の容量C1＝２０．５８４３ｎＦとした場合のエネルギー伝達効率βを、従来技術のスナバ回路２２を用いた場合と比較して示す図である。図１０に示すように、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、結合係数ｋ＝０．７５６の時、伝達効率βが最大値１００％となり、従来技術のスナバ回路２２を用いた場合と比べ、エネルギー伝達効率βを大幅に改善していることが分かる。
(その他の実施の形態)
　本発明は上記の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、既に述べた実施の形態の説明においては、発光分析装置に用いられるパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路を例に説明したが、パルス電圧発生回路及び放電回路は、発光分析装置に限定されて用いられるものではなく、放電灯装置等に用いられても良い。このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
産業上の利用の可能性
　本発明のパルス電圧発生回路及びこのパルス電圧発生回路を用いた放電回路は、スパーク放電を発生させる場合等に必要な高電圧を発生可能なので、発光分析等の技術分野に利用可能である。即ち、本発明のパルス電圧発生回路は、発光分析装置の試料の構成原子を蒸発・発光させて、その発光強度を測定する際に、試料(金属試料)と放電電極(対電極)との間に高電圧を印加し、スパーク放電を発生させることができる。 

Claims (12)

  1. 　１次巻線、２次巻線を有するトランスと、
    　前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
    　前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
    　該励磁コンデンサが前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
    　前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
    　とを備えるパルス電圧発生回路であって、
    　前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量、前記負荷コンデンサの容量、前記２次巻線の浮遊容量、前記１次巻線のインダクタンス、前記トランスの励磁インダクタンス、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とするパルス電圧発生回路。
  2. 　前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項１に記載のパルス電圧発生回路。
  3. 　励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項２に記載のパルス電圧発生回路。
  4. 　前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)2-82/9であり、
    　前記スナバ係数が、(-A+(A2-4)1/2)/2である
    　ことを特徴とする請求項３に記載のパルス電圧発生回路。
  5. 　放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、
    　前記放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、
    　前記充電電源及び前記パルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、
    　前記パルス電圧発生回路が、
    　１次巻線、２次巻線を有するトランスと、
    　前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
    　前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
    　該励磁コンデンサが前記前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
    　前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
    　とを備え、前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量、前記負荷コンデンサの容量、前記２次巻線の浮遊容量、前記１次巻線のインダクタンス、前記トランスの励磁インダクタンス、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする放電回路。
  6. 　前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項５に記載の放電回路。
  7. 　励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項６に記載の放電回路。
  8. 　前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)2-82/9であり、
    　前記スナバ係数が、(-A+(A2-4)1/2)/2である
    　ことを特徴とする請求項７に記載の放電回路。
  9. 　試料電極と対電極とが形成する放電ギャップと、
    　前記放電ギャップに放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、
    　前記放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、
    　前記充電電源及び前記パルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置
    　とを備え、前記試料電極の試料を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、該プラズマの励起光を分光して、光強度を測定して前記試料の組成分析を行う発光分析装置であって、前記パルス電圧発生回路が、
    　１次巻線、２次巻線を有するトランスと、
    　前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
    　前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
    　該励磁コンデンサが前記前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
    　前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
    　とを備え、前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量、前記負荷コンデンサの容量、前記２次巻線の浮遊容量、前記１次巻線のインダクタンス、前記トランスの励磁インダクタンス、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする発光分析装置。
  10. 　前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項９に記載の発光分析装置。
  11. 　励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項１０に記載の発光分析装置。
  12. 　前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)2-82/9であり、
    　前記スナバ係数が、(-A+(A2-4)1/2)/2である
    　ことを特徴とする請求項１１に記載の発光分析装置。
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