JP5472310B2 - パルス電圧発生回路、放電回路及びこれらを用いた発光分析装置 - Google Patents

Description

本発明は、スパーク放電を発生させる場合等に好適なパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路、及びこの放電回路を用いた発光分析装置に関する。

発光分析装置においては、試料(金属試料)を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、このプラズマの励起光を分光して、光強度を測定することで、試料の組成分析を行う。試料を蒸発・気化させるためには、対電極−試料電極間に図１１に示すようなパルス電圧発生回路により高電圧を印加し、対電極−試料電極間にスパーク放電による大電流を流す必要がある。大電流の放電により、金属試料の表面の原子を蒸発させると同時に、放電プラズマによってこの原子を励起する。励起された原子は、それぞれの元素固有の線スペクトルで発光するため、この光を分光器に導入し、特定の波長の光の強度を測定することによって、プラズマ中に存在する元素の量が特定される。複数の波長の光を同時に測定することにより、プラズマ中の各種の元素の量が判明し、その情報から金属試料を構成していた元素の組成を特定することができる。

従来の発光分析装置では、充電電源(主放電電源)とパルス電圧発生回路(イグナイタ回路)が、対電極−試料電極間に形成される放電ギャップに接続されており、主放電電流経路を形成している。充電電源(主放電電源)では、コンデンサが数百Ｖに充電されており、放電ギャップに放電が開始した後に、大電流のスパーク放電を形成するためのエネルギーを供給する。このような発光分析装置では、対電極−試料電極間の放電電流の立ち上がりが急峻なほど、その分析性能が向上することが、実験により明らかになっている。対電極−試料電極間の放電電流の立ち上がりは、パルス電圧発生回路のフライバックトランス１の２次巻線インダクタンスが小さいほど、急峻になる。このため、発光分析装置に用いるパルス電圧発生回路のフライバックトランス１の２次巻線のインダクタンスは、極力小さくする必要がある。高電圧パルスを発生させるため、フライバックトランス１の１次巻線の巻数は、２次巻線の巻数より小さくするので、フライバックトランス１の１次巻線のインダクタンスL_Pはさらに小さくなる。

巻線のインダクタンスが非常に小さいフライバックトランス１では、比透磁率の小さい磁性体を用いる必要があり、１次巻線と２次巻線の結合が充分大きくなる巻線方法を用いない限り、漏洩インダクタンスが大きくなる。又、パルス電圧発生回路に用いられるフライバックトランス１は高電圧を発生させるものであるから、１次巻線と２次巻線間には充分な絶縁を確保する必要があり、巻線方法を工夫して漏洩インダクタンスを小さくするにも限界がある。

このため、フライバック方式のパルス電圧発生回路(コンバータ)では、スイッチング素子をターンオフした時、フライバックトランス１の漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーにより、フライバックトランス１の１次巻線の両端にサージ電圧が発生するので、従来のパルス電圧発生回路では、フライバックトランス１の１次側に図１１に示すようなスナバ回路２２を配置し、サージ電圧をスイッチング素子の耐圧以下に抑えるようにしている。図１１のスナバ回路２２はフライバックトランス１の１次側にあるスイッチング素子(図示省略。)の近傍に位置し、フライバックトランス１の１次巻線の両端に発生するサージ電圧からスイッチング素子を保護している。フライバックトランス１の１次巻線に対して並列に、コンデンサＣとダイオードＤとの直列回路が接続され、更に、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒが接続されている。１次側に発生するサージ電圧がダイオードＤの拡散電位(立ち上がり電圧)を超えると、ダイオードＤがオンになり、コンデンサＣによりサージ電圧をクランプさせる。更に抵抗Ｒにおいて熱エネルギーとなりサージの振幅は次第に減衰する。

図１１に示すパルス電圧発生回路において、１次漏洩インダクタンスをL₁、２次漏洩インダクタンスをL₂、励磁電流をI_mとすると、スナバ回路２２に回収されるエネルギーは、

ε_SNUB＝(L₁＋L₂)I_m ²/２ ……(１)

である。フライバックトランス１の結合係数をｋ、フライバックトランス１の一次インダクタンスをL_pとして、

L₁＝L₂＝(１−ｋ)Ｌ_p ……(２)

とおくと：

ε_SNUB＝(１−ｋ)L_pI_m ² ……(３)

となる。フライバックトランス１に供給されるエネルギーε_INは、

ε_IN＝L_pI_m ²/２ ……(４)

なので、フライバックトランス１のエネルギー伝達効率βは、回路の損失を無視すれば、

β＝１−ε_SNUB/ε_IN＝２ｋ−１ ……(５)

となる。パルス電圧発生回路に使用するフライバックトランス１の結合係数ｋは０．７〜０．８であるので、スナバ回路２２を用いた場合のエネルギー伝達効率βは、図１０に示すように、４０〜６０％となってしまう。

本発明は、エネルギー伝達効率が高く、しかも、出力ピーク電圧を高くすることができるパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路、及びこの放電回路を用いた発光分析装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の様態は、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備えるパルス電圧発生回路であることを要旨とする。更に、この第１の様態に係るパルス電圧発生回路は、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量と、負荷コンデンサの容量と、２次巻線の浮遊容量と、１次巻線のインダクタンスと、トランスの励磁インダクタンスと、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。

第１の様態に係るパルス電圧発生回路によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧発生回路を提供することが出来る。

本発明の第２の様態は、放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、充電電源及びパルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、パルス電圧発生回路が、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備えることを要旨とする。更に、この第２の様態に係る放電回路は、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量と、負荷コンデンサの容量と、２次巻線の浮遊容量と、１次巻線のインダクタンスと、トランスの励磁インダクタンスと、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。

第２の様態に係る放電回路によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧を発生し、放電ギャップにおける放電の放電電流の立ち上がりを急峻することができる。

本発明の第３の様態は、試料電極と対電極とが形成する放電ギャップと、放電ギャップに放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、充電電源及びパルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、試料電極の試料を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、このプラズマの励起光を分光して、光強度を測定して試料の組成分析を行う発光分析装置であることを要旨とする。更に、この第３の様態に係る発光分析装置は、パルス電圧発生回路が、１次巻線、２次巻線を有するトランスと、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、この励磁コンデンサが１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサとを備え、スイッチング素子のターンオフ後における、負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサの容量と、負荷コンデンサの容量と、２次巻線の浮遊容量と、１次巻線のインダクタンスと、トランスの励磁インダクタンスと、２次巻線の１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする。

第３の様態に係る発光分析装置によれば、トランスの１次巻線に並列に容量値を最適化したスナバコンデンサを接続することで、スイッチング素子をサージ電圧から保護し、かつエネルギー伝達効率を高め、出力ピーク電圧が高いパルス電圧を発生することにより、対電極−試料電極間の放電電流の立ち上がりを急峻し、分析性能を向上させることができる。

本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路の構成を説明する回路図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の動作を説明するためのトランスを中心とした等価回路である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の１次巻線等価電圧及び１次巻線等価電流の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の１次巻線等価電流及び２次巻線等価電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路において、スイッチング素子がターンオフしてから、２次巻線等価電流が初めに０となる時間と、１次巻線電流が２度目に０となる時間が等しい場合の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路における１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流をシミュレーションした結果を示す図である。 図７とは異なる回路パラメータの場合について、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路における１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流をシミュレーションした結果を示す図である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路の初期励磁電流I₀＝３４０Aとした場合において、結合係数ｋ＝０．５〜０．９の範囲での、５種の容量値（C₁＝３３ｎＦ，２７ｎＦ，２２ｎＦ，２０．５８４３ｎＦ，１８ｎＦ）を有するスナバコンデンサに対する、２次巻線等価電圧のピーク値、及びエネルギー伝達効率を示す表である。 本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路において、スナバコンデンサの容量C₁＝２０．５８４３ｎＦとした場合のエネルギー伝達効率を、従来技術のスナバ回路を用いた場合と比較して示す図である。 従来のパルス電圧発生回路に用いられる代表的なＲＣＤスナバコンデンサを説明する回路図である。

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり平面寸法、時間軸等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な平面寸法、時間軸等は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。又、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための回路や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、回路素子や構成部品の配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

(放電回路の構成)
本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路は、図１に示すように、試料電極(金属試料)４２と対電極(放電電極)４１とが形成する放電ギャップ(４１，４２)と、この放電ギャップ(４１，４２)に放電を開始させるためのパルス電圧発生回路(イグナイタ回路)２と、放電ギャップ(４１，４２)に放電を維持する電圧を供給する充電電源(主放電電源)３３と、充電電源３３及びパルス電圧発生回路２の充電電圧並びに充電及び導通のタイミング等を制御する駆動制御装置３２を備える。具体的には、図１に示すように、パルス電圧発生回路２の２つの出力端子間に、放電ギャップ(４１，４２)と出力コンデンサ７とがなす直列回路が接続され、主放電電流経路を形成している。

即ち、主放電電流経路は、パルス電圧発生回路２の一方の出力端子と、この一方の出力端子に接続された対電極４１と、この対電極４１とパルス電圧発生回路２の他方の出力端子間に接続された出力コンデンサ７とで形成されている。充電電源３３により、出力コンデンサ７が数千Ｖに充電されており、試料電極４２と対電極４１との間の放電ギャップ(４１，４２)に放電が開始すると、パルス電圧発生回路２を経由して、大電流のスパーク放電を形成するためのエネルギーが出力コンデンサ７から供給される。

パルス電圧発生回路２は、１次巻線、磁気的結合が１次巻線と逆極性の２次巻線を有するトランス（以下において「フライバックトランス」という。）１と、１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサ２１と、１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサ３と、この励磁コンデンサ３が１次巻線に励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子６と、２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ４とを備える。図１では、スイッチング素子６としてＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が示されているが、スイッチング素子６はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、接合型ＦＥＴ、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、静電誘導サイリスタ（ＳＩ）、ＧＴＯサイリスタ等でも構わない。

励磁コンデンサ３に電圧を供給するように、励磁コンデンサ３に並列に励磁電源装置３１が接続されている。スイッチング素子６を導通状態にすることにより、予め充電された励磁コンデンサ３から１次巻線へ励磁電流を流して、１次巻線を励磁する。この時、放電ギャップ(４１，４２)には、充電電源３３のコンデンサに充電された電圧がフライバックトランス１の２次巻線を通して印加されているが、１次巻線と２次巻線では位相が反転しているので、励磁電流が１次側を流れるとき、２次側には電流が流れず、放電ギャップ(４１，４２)での放電は開始しない。即ち、スイッチング素子６が導通状態では１次巻線に励磁電流が流れるのみで、フライバックトランス１のコアにエネルギーが蓄積され、２次巻線側には電力の伝達がされない。

１次巻線に所定の電流を流している時に、スイッチング素子６をターンオフし、遮断状態にすることにより、磁界がなくなり、１次巻線と２次巻線の電圧の極性が反転し、フライバックトランス１のコアに蓄積されたエネルギーが開放され、２次巻線側に電圧が発生する。本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２では、フライバックトランス１のコアに蓄えられた磁気エネルギーが、２次巻線に１０ｋＶ以上の誘導電圧を発生させ、負荷コンデンサ４及び２次巻線浮遊容量C_Sが充電され、高電圧を発生し、試料電極４２と対電極４１との間隙が絶縁破壊して放電を開始する。

図示を省略しているが、本発明の実施の形態に係る発光分析装置は、更に、分光器を備える。一旦、放電ギャップ(４１，４２)で放電が始まると、充電電源３３からフライバックトランス１の２次巻線を通して放電ギャップ(４１，４２)にエネルギーが供給されて放電電流は急速に増加し、放電ギャップ(４１，４２)に高エネルギーのスパーク放電が形成される。この時、試料電極(金属試料)４２の表面は局所的に高温になり、試料を構成する原子の蒸発が開始する。蒸発した原子は、プラズマ中の電子により励起される。そして、励起された原子が安定な状態にもどるときに、そのエネルギー差に相当する波長の光を発する。それぞれの元素には固有のエネルギー準位が存在するため、光の波長も元素固有の線スペクトルを形成する。このプラズマ中の発光を効率良く分光器に導入し、複数の元素のそれぞれについて、元素固有の光の強度を同時に測定する。それぞれの波長の光強度は、単純に元素の組成比に比例しているわけではない。しかし、それぞれの元素の量には概ね比例しているため、あらかじめ発光強度と元素の量との関係を求めておくことにより、発光強度を元素の量に換算して、元素組成を決定することが可能になる。

発光分析中の試料表面状態の変化を避けるために、試料電極４２と対電極４１とがなす放電ギャップ(４１，４２)は、通常希ガスなどで満たされている。試料電極４２と対電極４１は、数ｍｍ程度の間隔をおいて配置されており、数百Ｖの電圧印加により放電が開始することはない。パルス電圧発生回路２は、フライバックトランス１の２次巻線に発生させた２０ｋＶ程度の高電圧を対電極４１に印加することにより、絶縁破壊するのに使用される。

図１のノードＮ１とノードＮ２間に設けられたスナバコンデンサ２１は、放電ギャップ(４１，４２)で放電が開始したとき、１次巻線に発生する誘導起電力であるサージ電圧から、スイッチング素子６を保護する目的で設けられている。本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路においては、スナバコンデンサ２１の容量C₁はパルス電圧発生回路２の出力電圧を最大とする値に設定する。即ち、スイッチング素子６のターンオフ後における、負荷コンデンサ４の両端間の電圧（出力電圧）の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、スナバコンデンサ２１の容量C₁、負荷コンデンサ４の容量C_L、２次巻線の浮遊容量C_S、１次巻線のインダクタンスL_p、フライバックトランス１の励磁インダクタンスL_m、２次巻線の１次巻線に対する巻線比ｎとの関係が調整されている。具体的には、２次巻線浮遊容量C_S及び負荷コンデンサ４がなす等価負荷容量を１次側に換算した値C₂＝ｎ^２(C_S＋C_L)として(図２の等価回路参照。)、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２のスナバコンデンサ２１の容量C₁は、

C₁＝C₂(-A+(A²-4)^1/2)/2 ……(６)

となるような値に選べば、スイッチング素子６のターンオフ後における、負荷コンデンサ４の両端間の出力電圧の最初のピーク値は、２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなる。ここで、Aは、スナバ係数算出定数であり、フライバックトランス１の結合係数ｋ＝L_m/L_pを用いて、

A＝(10k/3)²-82/9 ……(７)

と表される。このスナバ係数算出定数Aを用いて、スナバ係数Bを、

B＝(-A+(A²-4)^1/2)/2 ……(８)

として、スナバ係数算出定数Aの無理関数で定義すれば、

C₁＝B・C₂ ……(９)

となり、スナバコンデンサの容量C₁が、負荷コンデンサの容量C_Lと２次巻線の浮遊容量C_Sとをトランスの１次側に換算した値C₂＝ｎ^２(C_S＋C_L)に対しスナバ係数Bを乗した値となる。結合係数ｋは、スナバ係数Bを用いると、

k=((70B²+100B+30+((70B²+100B+30)²-3600B(B+1)²)^1/2)/200B)-1……(１０)

となる。

例えば、L_P＝７５ｎＨの時、式(１０)を満足する結合係数ｋの値は０．７５６となり、C_S＝２３ｐＦ、C_L＝７ｐＦ、ｎ＝４０の時、C₂＝４８ｎＦとなる。したがって、式(６)より、スナバコンデンサ２１の容量C₁を、C₁＝２０．５８４３ｎＦに設定すれば良い（図９及び図１０参照。）。

(等価回路)
本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、スナバコンデンサ２１の容量C₁の値を式(６)に示す値に設定すれば、高効率でエネルギーを伝達できることができることを、図２に示した等価回路で説明する。

図２は、図１に示した本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路の本発明の実施の形態に係る発光分析装置の放電回路のうち、ノードＮ１とノードＮ２の間に接続されたスナバコンデンサ２１及びフライバックトランス１の１次巻線から、ノードＮ５とノードＮ６の間に接続された負荷コンデンサ４及びフライバックトランス１の２次巻線までの回路を、フライバックトランス１の１次側に換算した等価回路である。図１で説明したとおり、フライバックトランス１の１次と２次の巻線比は１：ｎであり、図２に示した等価回路では、銅損及び鉄損は無視している。

図２において、スナバコンデンサ２１の容量をC₁、１次巻線漏洩インダクタンスをL₁、励磁インダクタンスをL_mとすれば、２次巻線漏洩インダクタンスL_Sを１次側に換算した漏洩インダクタンスはL₂＝L_s/ｎ^２で表され、図１の説明で既に述べたとおり２次巻線浮遊容量C_S及び負荷コンデンサ４がなす等価負荷容量を１次側に換算した値はC₂＝ｎ^２(C_S＋C_L)で表される。

図２に示すように、スナバコンデンサ２１の両端ノードＮ２、ノードＮ１間の電圧をv₁、ノードＮ２からノードＮ１に流れる電流をi₁とする。同様に負荷コンデンサ４の両端ノードＮ６、ノードＮ５間の電圧をv₂、ノードＮ６からノードＮ５に流れる電流をi₂とし、スナバコンデンサ２１の電荷をq₁、負荷コンデンサ４の電荷をq₂とする。又、励磁インダクタンスLmの両端のノードＮ３からノードＮ４の方向に流れる電流をi_mとする。フライバックトランス１の１次巻線インダクタンスをL_pとすると、図２に示した等価回路では、L_p＝L₁＋L_mとなる。以下、回路の説明を容易にするため、L₁＝L₂とする。

(１次巻線電圧、１次巻線電流、２次巻線等価電圧及び２次巻線等価電流)
図２の等価回路を用いて、スナバコンデンサ２１の両端に印加される１次巻線電圧v₁と１次巻線電流i₁、及び等価容量C₂両端に印加される２次巻線等価電圧v₂と２次巻線等価電流i₂を導出する。

図２の等価回路において、初期条件は、時間ｔ＝０において、

q₁＝q₂＝０ ……(１１)
i₁＝ｄq₁/dt＝I₀ ……(１２)
i₂＝dq₂/dt＝０ ……(１３)

である。電流i₁、i₂、i_mの間には以下の関係が成立する：

L_mdi_m/dt＝−L₁di₁/dt−∫i₁dt/C₁ ……(１４)
L_mdi_m/dt＝−L₁ｄi₂/dt−∫i₂dt/C₂ ……(１５)
i_m＝i₁＋i₂ ……(１６)

式(１６)を式(１４)、式(１５)に代入すると、

(L_m＋L₁)di₁/dt＋∫i₁dt/C₁＝−L_mｄi₂/dt ……(１７)
(L_m＋L₁)ｄi₂/dt＋∫i₂dt/C₂＝−L_mdi₁/dt ……(１８)

となる、ここで、i₁＝ｄq₁/dt、i₂＝dq₂/dtとして、式(１７)、式(１８)をq₁、q₂で表すと、

(L_m＋L₁)d²q₁/dt²＋q₁/C₁＝−L_md²q₂/dt² ……(１９)
(L_m＋L₁)d²q₂/dt²＋q₂/C₂＝−L_md²q₁/dt² ……(２０)

となる。式(１９)、(２０)より、

q₂＝C₂((L_m＋L₁)²/L_m−L_m)ｄ²q₁/dt²＋(L_m＋L₁)C₂ｑ/L_mC₁……(２１)

となる。式(２１)を式(１９)に代入し整理すると、

d⁴q₁/dt⁴＋ａd²q₁/dt²＋ｂq₁＝０ ……(２２)

但し、

ａ＝(L_m＋L₁)(C₁＋C₂)/C₁C₂((L_m＋L₁)^２−L_m ^２) ……(２３)
ｂ＝１/C₁C₂((L_m＋L₁)^２−L_m ^２) ……(２４)

となる。同様に、式(１９)、(２０)より、q₂について、

ｄ^４q₂/dt^４＋ａd²q₂/dt²＋ｂq₂＝０ ……(２５)

となる。微分方程式(２２)を解くと、q₁は定数A_１、B_１、D₁、E₁を用いて、

q₁＝A_１cosω₁t＋B_１sinω₁t＋D₁cosω₂t＋E₁sinω₂t ……(２６)

と表される。但し、

ω₁＝((ａ−(ａ^２−４ｂ)^1/2)/２)^1/2 ……(２７)
ω₂＝((ａ＋(ａ^２−４ｂ)^1/2)/２)^1/2 ……(２８)

となる。同様に式(２５)の微分方程式を解くと、q₂は定数A_２、B_２、D₂、E₂を用いて、

q₂＝A_２cosω₁t＋B_２sinω₁t＋D₂cosω₂t＋E₂sinω₂t ……(２９)

と表される。式(２)の初期条件より、ｔ＝０の時、q₁＝q₂＝０となる。q₁、q₂は各々２つの周波数成分を持つが、どちらの周波数成分もｔ＝０の時０となるので、A_１＝D₁＝０，A_２＝D₂＝０となる。したがって、

q₁＝B_１sinω₁t＋E₁sinω₂t ……(３０)
q₂＝B_２sinω₁t＋E₂sinω₂t ……(３１)

となる。式(１２)の初期条件より、ｔ＝０において、

i₁＝ｄq₁/dt＝B_１ω₁＋E₁ω₂＝I₀ ……(３２)

同様に、式(１３)の初期条件より、ｔ＝０において、

i₂＝dq₂/dt＝B_２ω₁＋E₂ω₂＝０ ……(３３)

となる。式(３２)、(３３)を式(３０)、(３１)に代入し、定数E₁、E₂を消去すると、

q₁＝B_１sinω₁t＋((I₀−B_１ω₁)/ω₂)sinω₂t ……(３４)
q₂＝B_２sinω₁t＋B_２(ω₁/ω₂)sinω₂t ……(３５)

となる。ここで、式(１４)、(１５)より下式が成立する：

L₁d²q₁/dt²＋q₁/C₁＝L₁d²q₂/dt²＋q₂/C₂ ……(３６)

式(３６)に式(３４)、(３５)を代入すると、

−L₁(B_１ω₁ ²sinω₁t＋ω₂(I₀−B_１ω₁)sinω₂t)＋(B_１sinω₁t＋((I₀−B_１ω₁)/ω₂)sinω₂t)/C₁＝−L₁(B_２ω₁ ²sinω₁t＋B_２ω₁ω₂sinω₂t)＋(B_２sinω₁t＋B_２(ω₁/ω₂)sinω₂t)/C₂ ……(３７)

となる。式(３７)において、sinω₁tの係数は等しくなるので、

B_２＝B_１(L₁ω₁ ²−１/C₁)/(L₁ω₁ ²−１/C₂) ……(３８)

となる。同様に、式(３７)において、sinω₂tの係数は等しくなるので、

(L₁ω₁ω₂−ω₁/C₁ω₂)B_１＝(L₁ω₁ω₂−ω₁/C₂ω₂)B_２＋(L₁ω₂−１/C₁ω₂)I₀
……(３９)

となる。式(３８)、(３９)よりB_１を求めると、

B_１＝(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂)I₀/((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂))ω₁ ……(４０)

となる。式(３８)、(４０)より、B_２を求めると

B_２＝(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₁)I₀/((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂))ω₁ ……(４１)

となる。また、

I₀−B_１ω₁＝−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₁)I₀/((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂)) ……(４２)

となる。よって、１次巻線電圧v₁は、式(３４)、(４０)、(４２)より、

v₁＝q₁/C₁＝(B_１sinω₁t＋(I₀−B_１ω₁/ω₂)sinω₂t)/C₁＝(L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₂)I₀sinω₁t/C₁ω₁((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂))−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂)I₀sinω₂t/C₁ω₂((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂)) ……(４３)

となる。２次巻線等価電圧v₂は式(３５)、(４１)より、

v₂＝q₂/C₂＝B_２/C₂(sinω₁t−ω₁sinω₂t/ω₂)＝(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₁)I₀(sinω₁t−ω₁sinω₂t/ω₂)/C₂ω₁((L₁ω₁ ²−１/C₂)(L₁ω₂ ²−１/C₁)−(L₁ω₁ ²−１/C₁)(L₁ω₂ ²−１/C₂)) ……(４４)

となる。１次巻線電流i₁は、式(３４)、(４０)、(４２)より、

i₁＝ｄq₁/dt＝B_１ω₁cosω₁t＋(I₀−B_１ω₁)cosω₂t＝((L₁C₁ω₂ ²−１)(L₁C₂ω₂ ²−１)cosω₁t−(L₁C₁ω₁ ²−１)(L₁C₂ω₂ ²−１)cosω₂t)cosω₂tI₀/((L₁C₁ω₂ ²−１)(L₁C₂ω₁ ²−１)−(L₁C₁ω₁ ²−１)(L₁C₂ω₂ ²−１)) ……(４５)

となる。２次巻線等価電流i₂は式(３５)、(４１)より、

i₂＝dq₂/dt＝B_２ω₁(cosω₁t−cosω₂t)＝(L₁C₁ω₁ ²−１)(L₁C₁ω₂ ²−１)(cosω₁t−cosω₂t)I₀/((L₁C₁ω₂ ²−１)(L₁C₂ω₁ ²−１)−(L₁C₁ω₁ ²−１)(L₁C₂ω₂ ²−１))
……(４６)

となる。

(エネルギー伝達効率の最大化条件)
イグナイタ回路としてのパルス電圧発生回路２は、高電圧を出力し、試料対電極間に絶縁破壊を生じさせるものである。特に、発光分析装置に用いるイグナイタ回路においては、放電電流の立ち上がりが急峻な程、その分析性能が向上することが実験より明らかになっている。したがって、スイッチング素子をターンオフした後、はじめにピークとなる電圧値が最大となるような設計が最適設計となる。２次巻線等価電圧v₂、２次巻線等価電流i₂は式(４４)、(４６)に示すように、２つの周波数成分ω₁、ω₂を持ち、例えば、図３のような波形となる。ここで、２次巻線等価電圧v₂が極大、又は極小となる時、ｄv₂/dt＝ｄq₂/C₂dt＝０より、２次巻線等価電流i₂＝dq₂/dtとなる。

図３から明らかなように、２次巻線等価電圧v₂が初めに極大となるのは、２次巻線等価電流i₂がスイッチング素子をターンオフした後、初めに０となる時である。一方、１次巻線電圧v₁、１次巻線電流i₁は、式(４３)、(４５)で表され、例えば図４のような波形となり、同様に１次巻線電圧v₁が極大、又は極小となるとき、１次巻線電流i₁＝０となる。

故に、下記の二つの条件（イ）（ロ）を満足させれば、２次巻線等価電圧v₂がピークとなった時、フライバックトランス１に供給された全てのエネルギーが出力へ伝達されるので、出力ピーク電圧を最大に出来る：
(イ)スイッチング素子がターンオフしてから、２次巻線等価電流i₂が初めに０となる時間と、１次巻線電流i₁が２度目に０となる時間が等しい；
(ロ)１次巻線電圧v₁の極小値Ｖ_1Bが０である。

即ち、スナバコンデンサ２１及び負荷コンデンサ４を流れる電流が共に０となり、スナバコンデンサ２１の電圧が０となる時に出力電圧は最大となる。

以下、条件(イ)について説明する。

２次巻線等価電流i₂が０となる時間をt_pとすると、式(４６)より、

cosω₁t_ｐ＝cosω₂t_ｐ ……(４７)

となる。式(４７)より以下の２式が成立する：

ω₁t_ｐ＝ω₂t_ｐ＋２n₁π ……(４８)
ω₁t_ｐ＝−ω₂t_ｐ＋２n₂π ……(４９)

但し、n₁，n₂＝０，１，２，……。式(４８)より、

t_p＝２n₁π/(ω₁−ω₂) (n₁＝０，１，２，……)……(５０)
となる。式(４９)より、

t_p＝２n₂π/(ω₁＋ω₂) (n₂＝０，１，２，……)……(５１)

となる。求めるt_pは、スイッチング素子がターンオフしてから２次巻線等価電流i₂がはじめに０となる時間である。式(５１)で表される時間t_pは、式(５０)で表される時間t_pより小さくなるので、式(５１)においてn₂＝１とし、

t_p＝２π/(ω₁＋ω₂) ……(５２)

となる。また、ｔ＝t_pのとき、i₁＝０とするので、式(４５)より、

B_１ω₁cosω₁t_ｐ＋(I₀−B_１ω₁)cosω₂t_ｐ＝０ ……(５３)

となる。I₀≠０であるから、式(４７)、(５３)より、

cosω₁t_ｐ＝cosω₂t_ｐ＝０ ……(５４)

となる。式(５４)より以下の２式が成立する。

ω₁t_ｐ＝(２m₁＋１)π/２ ……(５５)
ω₂t_ｐ＝(２m₂＋１)π/２ ……(５６)

但し、m₁，m₂＝０，１，２，……。式(５５)、(５６)より、

t_p＝(２m₁＋１)π/２ω₁ ……(５７)
t_p＝(２m₂＋１)π/２ω₂ ……(５８)

但し、m₁、m₂＝０，１，２，……となる。式(２７)、(２８)より、ω₁＜ω₂となるので、式(５４)を満足する最も小さい時間t_pは、t_p＝π/２ω₂となる。この時の電流i₁，i₂の波形の例を図５に示す。

条件(イ)を満足させるには、電流i₁、i₂の波形を図６に示す波形の様にする必要があり、時間t_pは２番目に小さい値にする。よって時間t_pは、式(５７)でm₁＝０とおいた値、又は式(５８)でm₂＝１とおいた値のいずれかとなる。すなわち、

t_p＝π/２ω₁ 又は t_p＝３π/２ω₂ ……(５９)

となる。したがって、式(５２)、(５９)より、条件(イ)が成立するのは、

ω₂＝３ω₁ ……(６０)

の時に限られる。

次にフライバックトランス１を条件(イ)で動作させるための、スナバコンデンサ２１の容量C₁を決定する。式(２７)、(２８)を式(６０)に代入し整理すると、

９ａ＝１００ｂ ……(６１)

となる。式(６１)に式(２３)、(２４)を代入し整理すると、

C₁ ^２＋ｄ×C₁＋C₂＝０ ……(６２)

但し、

ｄ＝(１８(L_m＋L₁)^２C₂−１００L_mC₂((L_m＋L₁)^２/L_m−L_m))/９(L_m＋L₁)^２…(６３)

となる。式(６２)から、C₁＞０の解を求めると、

C₁＝C₂(-d+(d²-4C₂ ²)^1/2)/2 ……(６４)

が得られる。式(６２)に示すC₁に関する２次方程式が、式(６４)で表されるようにC₁が解を持つ条件は、ｄ^２≧４C₂ ^２の時、すなわち、

ｄ≧２C₂ ……(６５)
または、
ｄ≦−２C₂ ……(６６)

の場合である。式(６５)に式(６３)を代入して整理すると、

(L_m＋L₁)^２＜L_m ^２ ……(６７)

となるが、この条件が成立することはない。一方、式(６６)に式(６３)を代入し整理すると、

L_m＜０．８(L_m＋L₁) ……(６８)

となる。すなわち、条件(イ)が成立するのは、結合係数ｋが０．８以下の場合に限られる。式(６４)においてA＝d/C₂とすると、式(６)が得られるので、式(６４)は、式(６)に等価な式である。又、図２に示した等価回路では、L_p＝L₁＋L_m，ｋ＝L_m/L_pであるので、式(６３)をA＝d/C₂に代入すると、式(７)のスナバ係数算出定数Aが得られる。

最後にフライバックトランス１を条件(イ)で動作させた時の、２次巻線等価電圧v₂のピーク値Ｖ_2P、及び１次巻線電圧v₁のボトム値Ｖ_1Bを求める。２次巻線等価電圧v₂のピーク値Ｖ_2Pは式(５９)、(６０)を式(４４)に代入すると、

Ｖ_2P＝４B_２/３C₂ ……(６９)

１次巻線電圧v₁のボトム値Ｖ_1Bは式(５９)、(６０)を式(４３)に代入すると、

Ｖ_1B＝B_１−I₀/３ω₁ ……(７０)

となる。条件(ロ)を満足するのは、式(７０)より、

Ｖ_1B＝B_１−I₀/３ω₁＝０ ……(７１)

とした場合である。

以上より、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２においては、スナバコンデンサ２１が式(６２)の２次方程式の解である式(６４)が規定する容量値C₁を有し、かつフライバックトランス１の定数が式(７１)を満足する場合に、フライバックトランス１の伝達効率βは最大となる。

また、１次巻線電圧v₁がはじめにピークとなるのは、２次巻線等価電流i₁がはじめに０となるときである。この時間をｔ_１とすると、式(４５)より、

B_１ω₁cos(ω₁t_１)＋(I_o−B_１ω₁)cos(ω₂t_１)＝０ ……(７２)

となる。式(６０)を式(７２)に代入すると、

B_１ω₁cos(ω₁t_１)＋(I_o−B_１ω₁)cos(３ω₁t_１)＝０ ……(７３)

となる。ここで、三角関数の倍角の公式より、

cos(３ω₁t_１)＝４cos^３(ω₁t_１)−３cos(ω₁t_１) ……(７４)

となる。式(７４)を式(７３)に代入し整理すると、

(４(I_o−B_１ω₁)cos^２(ω₁t_１)＋４B_１ω₁−３I_o)cos(ω₁t_１)＝０…(７５)

となる。ここで、cos(ω₁t_１)≠０より、

cos(ω₁t_１)＝((３I_o−４B_１ω₁)/(４I_o−４B_１ω₁))^1/2……(７６)
ｔ_１＝cos^−１((３I_o−４B_１ω₁)/(４I_o−４B_１ω₁))^1/2/ω₁ ……(７７)

となる。

sin(ω₁t_１)＝(１−cos^２(ω₁t_１))^1/2 ……(７８)

より、

sin(ω₁t_１)＝(I_o/(４I_o−４B_１ω₁))^1/2 ……(７９)

となる。ここで、三角関数の倍角の公式より、

sin(３ω₁t_１)＝−４sin^３(ω₁t_１)＋３sin(ω₁t_１) ……(８０)

となる。式(７９)を式(８０)に代入すると、

sin(３ω₁t_１)＝(２I_o−３B_１ω₁)(I_o/(４I_o−４B_１ω₁))^1/2/(I_o−B_１ω₁)…(８１)

となる。式(４３)に式(６０)を代入すると、１次巻線電圧v₁は、

v₁＝(B_１sin(ω₁t)＋(I_o−B_１ω₁)sin(３ω₁t)/ω₂)C₁……(８２)

となる。式(８０)，(８１)を式(８２)に代入し整理すると、１次巻線電圧v₁のピーク値Ｖ_1Pは、

Ｖ_1P＝I_o(I_o/(I_o−B_１ω₁))^1/2/３ω₁C₁ ……(８３)

となる。

(理論式の検証)
以上のように導出された、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２の１次巻線電圧v₁、１次巻線電流i₁、２次巻線等価電圧v₂及び２次巻線等価電流i₂等を示す理論式（４３）〜（８３）を検証するため、ケイデンス社の回路シミュレータPSpice(登録商標）によるシミュレーション結果との比較を行った。

先ず、具体例として、一次インダクタンスL_pが７５ｎＨ、２次巻線容量C_Sが２３ｐＦ、負荷容量C_Lが７ｐＦ、巻線比ｎが４０のフライバックトランス１について、本発明の設計法により最適動作条件を求めた。計算結果によると、L_m＝５６．７ｎＨ、L₁＝L₂＝１８．３ｎＨ、ｋ＝０．７５６、C₁＝２０．５８４３ｎＦ、C₂＝４８ｎＦとした場合、２次巻線等価電圧v₂がピークの時、v₁＝i₁＝i₂＝０となり、線路等による損失を無視すれば理論上、エネルギー伝達効率βは１００％で最大となる。図７は、以上の条件で、図２に示した等価回路をシミュレーションモデルに用いて、シミュレーションを行ったシミュレーション結果である。四角形(□)はスナバコンデンサ２１に印加される電圧v₁、菱形(◇)は等価負荷容量C₂に印加される電圧v₂、逆三角形(▽)はスナバコンデンサ２１に流れる電流i₁、三角形(△)は負荷コンデンサ４に流れる電流i₂をそれぞれ示している。シミュレーション結果は、２次巻線等価電圧v₂がピーク値となる時、v₁＝i₁＝i₂＝０となっており、理論と合致している。

図８は、L_m＝４５ｎＨ、L₁＝L₂＝３０ｎＨ、ｋ＝０．６、C₁＝２０．５８４３ｎＦ、C₂＝４８ｎＦとし、同様のシミュレーションを行った場合のシミュレーション結果である。同様に、２次巻線等価電圧v₂がピーク値となる時、v₁＝i₁＝i₂＝０となっており、理論と合致している。

図７、図８に示すグラフの縦軸は任意単位となっており、波形の形状は共に一致している。

また、ｋ＝０．７５、L_m＝５６．２５ｎＨ、L₁＝１８．７５ｎＨとし、初期励磁電流I₀＝３４０Aとした場合の２次巻線等価電圧v₂のピーク値及びピーク到達時間の比較を行った。２次巻線等価電圧v₂のピーク値は、理論計算値で４２４．８０Ｖ、シミュレーション結果で４２４．８０Ｖとなり、ピーク到達時間は理論計算値で１０６．０８ｎｓｅｃ、シミュレーション結果で１０６．０４ｎｓｅｃとなった。１次巻線電圧v₁のピーク値は、理論計算値で４４７．８６Ｖ、シミュレーション結果で４４８．１０Ｖとなり、ピーク到達時間は理論計算値で４１．１６ｎｓｅｃ、シミュレーション結果で４１．１３ｎｓｅｃとなった。いずれも、理論計算値とシミュレーション結果は、ほぼ合致している。

(出力特性とエネルギー伝達効率)
図９の表は、初期励磁電流I₀＝３４０Aとした場合において、結合係数ｋ＝０．５〜０．９の範囲での、５種の容量値（C₁＝３３ｎＦ，２７ｎＦ，２２ｎＦ，２０．５８４３ｎＦ，１８ｎＦ）を有するスナバコンデンサ２１に対する、２次巻線等価電圧v₂のピーク値、及びエネルギー伝達効率βを示す。図９に示した表から明らかなように、スナバコンデンサ２１が、式(６)、又は式(６)に等価な式(６４)を用いて算出した容量C₁＝２０．５８４３ｎＦである場合に、伝達効率βが、最大となっていることが分かる。

図９に示した表の２次巻線等価電圧v₂の括弧内に記載した数値は、フライバックトランス１の出力電圧値ｖ_OUTである。出力電圧値ｖ_OUTは、フライバックトランス１の巻数比をｎとして、ｖ_OUT＝ｎ×Ｖ_2Pより算出する。エネルギー伝達効率βは、フライバックトランス１への投入エネルギーε_INのうち、出力電圧ｖ_OUTに寄与したエネルギーε_OUTの比率であり、

β＝100ε_OUT/ε_IN ……(８４)

で定義される。但し、

ε_IN＝ＬI_o ²/２＝７５ｎＨ×(３４０Ａ)²/２＝４．３３５ｍＪ…(８５)
ε_OUT＝C₂Ｖ_2P ² ……(８６)

としている。

図１０は、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、スナバコンデンサ２１の容量C₁＝２０．５８４３ｎＦとした場合のエネルギー伝達効率βを、従来技術のスナバ回路２２を用いた場合と比較して示す図である。図１０に示すように、本発明の実施の形態に係るパルス電圧発生回路２において、結合係数ｋ＝０．７５６の時、伝達効率βが最大値１００％となり、従来技術のスナバ回路２２を用いた場合と比べ、エネルギー伝達効率βを大幅に改善していることが分かる。

(その他の実施の形態)
本発明は上記の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、既に述べた実施の形態の説明においては、発光分析装置に用いられるパルス電圧発生回路、このパルス電圧発生回路を用いた放電回路を例に説明したが、パルス電圧発生回路及び放電回路は、発光分析装置に限定されて用いられるものではなく、放電灯装置等に用いられても良い。このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

産業上の利用の可能性

本発明のパルス電圧発生回路及びこのパルス電圧発生回路を用いた放電回路は、スパーク放電を発生させる場合等に必要な高電圧を発生可能なので、発光分析等の技術分野に利用可能である。即ち、本発明のパルス電圧発生回路は、発光分析装置の試料の構成原子を蒸発・発光させて、その発光強度を測定する際に、試料(金属試料)と放電電極(対電極)との間に高電圧を印加し、スパーク放電を発生させることができる。

Claims (12)

1. １次巻線、２次巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
   前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
   該励磁コンデンサが前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
   前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
   とを備えるパルス電圧発生回路であって、
   前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量と、前記負荷コンデンサの容量と、前記２次巻線の浮遊容量と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記トランスの励磁インダクタンスと、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とするパルス電圧発生回路。
2. 前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項１に記載のパルス電圧発生回路。
3. 励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項２に記載のパルス電圧発生回路。
4. 前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)²-82/9であり、
   前記スナバ係数が、(-A+(A²-4)^1/2)/2である
   ことを特徴とする請求項３に記載のパルス電圧発生回路。
5. 放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、
   前記放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、
   前記充電電源及び前記パルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置とを備え、
   前記パルス電圧発生回路が、
   １次巻線、２次巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
   前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
   該励磁コンデンサが前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
   前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
   とを備え、前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量と、前記負荷コンデンサの容量と、前記２次巻線の浮遊容量と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記トランスの励磁インダクタンスと、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする放電回路。
6. 前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項５に記載の放電回路。
7. 励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項６に記載の放電回路。
8. 前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)²-82/9であり、
   前記スナバ係数が、(-A+(A²-4)^1/2)/2である
   ことを特徴とする請求項７に記載の放電回路。
9. 試料電極と対電極とが形成する放電ギャップと、
   前記放電ギャップに放電を開始させるための高電圧を発生するパルス電圧発生回路と、
   前記放電ギャップに放電を維持する電圧を供給する充電電源と、
   前記充電電源及び前記パルス電圧発生回路の充電電圧並びに充電及び導通のタイミングを制御する駆動制御装置
   とを備え、前記試料電極の試料を蒸発・気化させ、プラズマを生成し、該プラズマの励起光を分光して、光強度を測定して前記試料の組成分析を行う発光分析装置であって、前記パルス電圧発生回路が、
   １次巻線、２次巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に並列接続されたスナバコンデンサと、
   前記１次巻線に励磁電流を供給する励磁コンデンサと、
   該励磁コンデンサが前記１次巻線に前記励磁電流を供給する励磁電流経路に挿入されたスイッチング素子と、
   前記２次巻線に並列接続された負荷コンデンサ
   とを備え、前記スイッチング素子のターンオフ後における、前記負荷コンデンサの両端間の電圧の最初のピーク値が２回目以降のピーク値のいずれの値よりも大きくなるように、前記スナバコンデンサの容量と、前記負荷コンデンサの容量と、前記２次巻線の浮遊容量と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記トランスの励磁インダクタンスと、前記２次巻線の前記１次巻線に対する巻線比との関係を調整したことを特徴とする発光分析装置。
10. 前記スナバコンデンサの容量が、前記負荷コンデンサの容量と前記２次巻線の浮遊容量とを前記トランスの１次側に換算した値に対しスナバ係数を乗した値となることを特徴とする請求項９に記載の発光分析装置。
11. 励磁インダクタンスの１次巻線のインダクタンスに対する比で定義される結合係数ｋの２次多項式でスナバ係数算出定数Aを表した場合、前記スナバ係数が、前記スナバ係数算出定数Ａの無理関数となることを特徴とする請求項１０に記載の発光分析装置。
12. 前記スナバ係数算出定数A＝(10k/3)²-82/9であり、
    前記スナバ係数が、(-A+(A²-4)^1/2)/2である
    ことを特徴とする請求項１１に記載の発光分析装置。

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