CN103814560A - 为无线通信系统生成同步信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种为无线通信系统生成同步信号的方法，所述方法包括以下步骤：定义长度为L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1，所述数序围绕所述数序的所述元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；映射离散傅里叶频率系数的第一集合上的所述数序；通过将离散傅里叶频率系数的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数的第二集合，其中m是除零以外的整数；以及将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号的构件。此外，本发明还涉及一种计算机程序、一种计算机程序产品、一种信号处理设备以及一种接收器设备。

Description

为无线通信系统生成同步信号的方法

技术领域

本发明涉及一种为无线通信系统生成同步信号的方法。此外，本发明还涉及一种计算机程序、一种计算机程序产品、一种信号处理设备以及一种接收器设备。

背景技术

小区搜索是蜂窝无线系统中的一种基本获取过程，其中移动终端进行小区搜索以获取时间和频率同步至网络中的小区并检测其小区标识。通过检测基站传输的同步信号可以启用小区搜索。

由于发现同步需要执行复值乘法运算（由于将接收信号匹配到复制信号）的相关器（即，匹配的滤波器），小区搜索被视为一种在移动终端中需要高复杂性和功率的过程。因此，设计同步信号至关重要，使得可以使用小区搜索器的低复杂接收器实施方式。

同步信号的另一目标是在非常低的信号干扰噪声比（SINR）下开启检测。低SINR通常发生在小区边缘并且小区的覆盖面隐式地取决于是否可以检测到同步信号。然而，低SINR可能不仅仅发生在远离发射器的地方。高干扰情况在异构网络部署中可能很常见，即，其中小型低功率小区（例如微微小区、毫微微小区、家庭eNodeB等）部署在与高功率宏小区相同的载波频率处并且处于其覆盖区域中。

在异构网络部署中，移动终端处经历的SINR可比当前在同构宏小区部署中所见的小得多。因此，提供在具有主要干扰源的严重干扰情况下能够被检测到的同步信号，同时显示出允许低复杂检测器的结构是一个问题。

对于此类部署而言，尽管来自微微小区的接收功率比宏小区的小，仍可通过允许移动终端（例如用户设备（UE））连接微微小区来提升系统性能。在这种情况下，连接至微微小区的UE可能经历来自宏小区的较强的信号（即，较大干扰），这意味着UE处的SINR可能比0dB小得多。这种小区关联过程有时称为小区范围扩展并且可通过在小区选择标准中增加偏置值来实现。图1示出了异构网络部署，其中如果移动终端位于小区范围扩展区中，则来自宏小区的接收信号强度比来自微微小区的接收信号强度更强。

宏小区被视为在范围扩展区中的UE的主要干扰源。通过宏小区和微微小区间的协调调度，可以为数据信道处理这些严重干扰的情况。然而，通常不存在用于同步信道的干扰协调的方法，这样就使得同步成为一个问题。

例如，在现有技术3GPP LTE Rel-10系统中，主同步信号在62个子载波上传输；各31个子载波分别直接在DC子载波的下方和上方。这适用于系统中所有的小区。因此，来自不同小区的同步信号通常在频率上重叠。这不构成同构网络部署的主要问题。然而，对于帧同步异构网络部署而言，现有技术系统没有用于避免来自宏小区的同步信号与微微小区的同步信号相冲突而导致的强干扰的方法。

专利文件US7751490、EP2090050和EP1980030揭示了启用低复杂接收器实施方式的同步信号。中心对称数序d_u[n],n=0,1,...,L-1中的中央元素n=(L-1)/2被去掉，其中L是奇数。去掉的数序映射至离散傅里叶频率系数H_u[l],l=0,1,...,N-1，使得傅里叶系数围绕l=0对称，即H_u[l+p]=H_u[l-p]=H_u[l-p+N]，其中p是整数并且最后一个等式来自离散傅里叶转变的周期性。因此，映射可用以下公式描述

$H_u\[l\]=\{\begin{array}{cc}0,& l-0\\ d_u\[l+\frac{L-1}{2}\],& l=\mathrm{1,2},...,\frac{L-1}{2}\\ d_u\[l-N+\frac{L-1}{2}\],& l=N-\frac{L-1}{2},...,N-1\\ 0,& \mathrm{elsewhere}.\end{array}$

当生成连续时域基带信号时，离散频率l=0对应于DC子载波，即载波的中心频率。通过现有技术，离散时域基带信号

$s_u\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_u\left[n\right]W_N^{-\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1},...,N-1$

$W_N=\exp (-\frac{j2\mathrm{\π}}{N}),j=\sqrt{-1}$

变为中心对称，s_u[k]=s_u[N-k],k=1,2,...,N-1。此属性可用在减少复值乘法运算的数目的实施方式中。

此外，对于复共轭序列对u和

而言，其中

其遵循

此属性还可用在减少复值乘法运算的数目的实施方式中。

发明内容

本发明的目的在于提供一种方法，其缓和和/并解决现有技术解决方案的缺点。具体而言，本发明旨在提供同步信号，其具有用于低SINR值的良好检测性能以及其可使用低复杂解调方法检测到。

根据本发明的一方面，可以通过一种为无线通信系统生成同步信号的方法实现所述目的，所述方法包括以下步骤：

定义长度为L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1，所述数序围绕所述数序的所述元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；

映射离散傅里叶频率系数

的第一集合上的所述数序；

通过将离散傅里叶频率系数

的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数H_u的第二集合，其中m是除零以外的整数；以及

将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号。

根据本发明的另一方面，可以通过一种在无线通信系统中传输同步信号的方法实现所述目的，所述方法包括以下步骤：

在无线通信系统中根据本发明传输生成的一个或多个同步信号。

根据本发明的又一方面，可以通过一种在无线通信系统中进行同步的方法实现所述目的，所述方法包括以下步骤：

根据本发明接收根据一种用于传输同步信号的方法传输的一个或者多个同步信号；

解调所述一个或者多个同步信号；以及

使用所述解调的一个或者多个同步信号进行同步。

本发明还涉及一种计算机程序、一种计算机程序产品、一种信号处理设备以及一种接收器设备。

本发明提供了同步信号，其促进了低SINR处的良好检测性能并且其可使用低复杂方法进行解调。

本发明的其他应用和优点从以下具体说明中显而易见。

附图说明

附图旨在阐明和解释本发明的各个实施例，其中：

图1示出了异构网络部署，其中移动终端连接范围扩展区中的微微小区，但是来自宏小区的接收功率更强；

图2示意性地示出了用于小区搜索器的主要接收器链路；

图3示意性地示出了用于低复杂度检测的相关器的示例；

图4示意性地示出了基带混合器预处理发往相关器的输入信号；以及

图5示意性地示出了低复杂度检测的另一示例。

具体实施方式

一种可以确保在低SINR处检测到同步信号的方法是减少干扰。可通过从相互正交频率资源上的不同小区传输同步信号来实现减少干扰。可随后规划网络从而避免强干扰。在异构部署中，这将确保从宏小区传输的同步信号不会成为位置靠近的微微小区的干扰。在本发明中，可以通过能够位于任意频率位置（在子载波的步骤中）的同步信号实现所述目的，同时所述同步信号包括允许低复杂接收器的信号属性。

这通过根据本发明的一种为无线通信系统生成同步信号的方法实现。该方法包括以下步骤：

定义长度L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1，所述数序围绕所述数序的元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；

映射离散傅里叶频率系数

的第一集合上的所述数序；

通过将离散傅里叶频率系数

的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数H_u的第二集合，其中m是除零以外的整数；以及

将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号。

因此，时域同步信号具有属性使得使用低复杂度检测方法检测到同步信号并且其还在低SINR处，例如异构网络部署场景中，具有良好的检测性能。下文讨论了上述有利属性和本发明的其它方面。

离散时域基带同步信号

假设离散时域基带信号（通过转变）获取如下

$s_u\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_u\left[n\right]W_N^{-\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(1\right)$

$W_N=\exp (-\frac{j2\mathrm{\π}}{N}),j=\sqrt{-1}$

用于离散傅里叶频率系数集H_u[l],l=0,1,...,N-1。

考虑奇长度数序d_u[n],b=0,1,...,L-1，其围绕n=(L-1)/2中心对称，即d_u[n]=d_u[L-1-n]。根据以下公式将数序映射至傅里叶频率系数

$H_u\left[l\right]={\tilde{H}}_u\left[(l+m)\mathrm{mod}N\right]---\left(2\right)$

其中

${\tilde{H}}_u\[l\]=\{\begin{array}{cc}{d}_u[l+\frac{L-1}{2}],& l=\mathrm{0,1}...,\frac{L-1}{2}\\ d_u[l-N+\frac{L-1}{2}],& l=N-\frac{L-1}{2},...,N-1\′\\ 0,& \mathrm{elsewhere}.\end{array}---\left(3\right)$

并且m是整数值。因此，定义了中心对称离散傅里叶频率系数的第一集合

并且根据等式（2）通过频移离散傅里叶频率系数

的第一集合生成离散傅里叶频率系数的第二集合H_u=(H_u[l],l=0,1,...,N-1)。

此外，整数值m对应于同步信号的m个子载波的频移。与现有技术相比，可能不去掉在其中央元素处的数序。其跟在使用等式（3）和傅里叶变换的周期性之后

$\begin{array}{c}{\tilde{s}}_u[N-k]=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_u\left[n\right]W_N^{\mathrm{kn}}=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_u\text{[N-n]}{W}_N^{-\mathrm{kn}}=\\ =\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_u[N-n]W_N^{-\mathrm{kn}}={\tilde{s}}_u\left[k\right],k=\mathrm{1,2},...,N-1.\end{array}$

因此，

是中心对称信号，除k=0外各样本具有对称的信号。其进一步从离散傅里叶变换的属性示出

$s_u\left[k\right]=W_N^{\mathrm{mk}}{\tilde{s}}_u\left[k\right].---\left(4\right)$

因此，公开的同步信号包括复值指数函数

所调制的中心对称信号

。其还可使用（4）和

的中心对称示出

$s_u[N-k]=W_N^{-\mathrm{mk}}{\tilde{s}}_u\left[k\right]=W_N^{-2\mathrm{mk}}{s}_u\left[k\right].---\left(5\right)$

此外，对于复共轭序列对u和而言，其中

遵循

因此，使用（4）我们得到

$s_{\stackrel{\′}{u}}\left[k\right]=W_N^{\mathrm{mk}}{\tilde{s}}_u\left[k\right]=W_N^{2\mathrm{mk}}{s}_u^{*}\left[k\right]---\left(6\right)$

从（4）-（6），我们可进一步得到

$s_{\stackrel{\′}{u}}[N-k]=W_N^{-2\mathrm{mk}}{s}_{\stackrel{\′}{u}}\left[k\right]=W_N^{-\mathrm{mk}}{\tilde{s}}_u^{*}\left[k\right]=s_u^{*}\left[k\right].---\left(7\right)$

等式（6）和（7）示出了可使用与

匹配的滤波器检测具有根

的序列，然而可使用与

匹配的滤波器检测具有根u的序列。这可用在减少复杂度的实施方式中，因为一旦该信号匹配至

就可能不需要新的复杂乘法运算使该信号匹配至

同步信号（4）继承了

的相关属性，能够通过考虑周期性自相关函数实现

$\begin{array}{c}\mathrm{\ρ}\left(\mathrm{\Δ}\right)=\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\right[n\left]s^{*}\right[(n+\mathrm{\Δ})\mathrm{mod}N\left]\right|\\ =\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_N^{\mathrm{mn}}\tilde{s}\left[n\right]W_N^{-m(n+\mathrm{\Δ})}{\tilde{s}}^{*}\right[(n+\mathrm{\Δ})\mathrm{mod}N\left]\right|\\ =\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{s}\right[n\left]{\tilde{s}}^{*}\right[(n+\mathrm{\Δ})\mathrm{mod}N\left]\right|.\end{array}$

连续时域基带同步信号

假设傅里叶频率系数集定义为

${\tilde{H}}_u\[l\]=\{\begin{array}{cc}{d}_u[l+\frac{L-1}{2}],& l=\mathrm{0,1}...,\frac{L-1}{2}\\ d_u[l-N+\frac{L-1}{2}],& l=N-\frac{L-1}{2},...,N-1\′\\ 0,& \mathrm{elsewhere}.\end{array}---\left(8\right)$

和

$H_u\left[l\right]={\tilde{H}}_u\left[(l+m)\mathrm{mod}N\right].---\left(9\right)$

可通过以下公式生成连续基带OFDM信号（除循环前缀）

$\begin{array}{cc}{s}_u\left(t\right)=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}},& 0\&le;t<\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}}=N\&CenterDot;T_s---\left(10\right)\end{array}$

其中T_s是采样周期，△f是子载波间距并且N=1/T_s△f。同样，N是OFDM信号的子载波的数目。为了进行简单表示，假设N是偶数且所述领域的技术人员可将该表征推广到奇数N。在现有技术LTE系统中，N=2048针对△f=15kHz。通过调制基带OFDM信号获取RF信号，使得传输信号的DC子载波（即，频率k=0）对应于载波频率。从（9）和（10），我们可进一步得到

$s_u\left(t\right)=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}.---\left(11\right)$

由于等式（9）中的复正弦的周期性和等式（7）中的映射的对称性，我们得到

$\begin{array}{c}{s}_u(\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}}-t)=e^{-j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;f}(\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}}-t)}\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}(\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}}-t)}\\ =e^{j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\&CenterDot;\underset{k=-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\&CenterDot;\underset{k=-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =s_u\left(t\right)\&CenterDot;e^{4\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}.\end{array}---\left(12\right)$

这样，我们已经示出连续时域信号还具有将一种作为其离散对应（5）的对称的特点。此外，还维护了用于复共轭序列对的对称，由于

$\begin{array}{c}{\tilde{s}}_u\left(t\right)=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u\left[k\right]e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =e^{j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_u\left[k\right]e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =e^{j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}{s}_u\left(t\right)\end{array},---\left(13\right)$

我们可写作

$\begin{array}{c}{s}_{\stackrel{\&prime;}{u}}\left(t\right)=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_u^{*}\left[k\right]e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u^{*}\left[k\right]\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =e^{-j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_u^{*}\left[k\right]\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\\ =e^{-j2\mathrm{\&pi;m\&Delta;ft}}\&CenterDot;s_u^{*}\left(t\right)\end{array}---\left(14\right)$

进一步注意的是，无线标准通常不指定接收器中的采样率。在现有技术LTE系统中，同步信号仅占有63个子载波，包括DC子载波。因此，小区搜索器中的采样率可比每OFDM符号的N=2048样本少得多。在以下的接收器实施例中，假设N对应于接收器处的适当选择的采样率。

应从上文意识到根据本发明的同步信号可用于LTE或者高级LTE等3GPP E-UTRA系统中。在这些系统中优选地作为主同步信号。

本发明进一步提供一种在无线通信系统中进行同步的方法。该方法包括以下步骤：接收上述的同步信号；解调接收的同步信号；以及使用解调的同步信号进行同步。下文描述了根据本发明用于解调同步信号的不同的低复杂实施例。

低复杂同步信号检测/解调

在小区搜索过程中，UE通过顺序地将其本地振荡器调整为与系统支持的载波频率一致来获取频率同步直到检测到同步信号。在现有技术LTE系统中，在具有100kHz间距的光栅上定义载波频率f_LTE。图2中示出了主要接收器链路，其中本地振荡器（LO）与输入RF信号混合。通常结果中间RF信号之后是用于选择LTE频带的模拟宽带低通滤波器（WB-LPF）。通常LPF之后是A/D转换。还可在相关器之前部署窄带低通滤波器（NB-LPF）以提取仅携带同步信号的子载波。为了整合信号能量用于检测正确的时间样本，相关器包括匹配的滤波器，其为各样本将接收信号和传输信号相乘，即，复制信号。

使用对应于f_c=f_LTE+m·△f的本地振荡器f_LO进行解调

在根据本发明的接收器方法的一项实施例中，接收器通过使用与离散频率f_c=f_LTE+m·△f相关联的本地振荡器频率解调接收的连续时域信号来促进低复杂度同步信号检测。对于接收的采样基带信号而言，这将相当于暗示已取消等式（4）中的项

因此，基带离散信号将显示为接收器中的

因此，尽管传输信号不是中心对称，相关器中的接收信号将具有中心对称属性。在此实施例中，由于接收器的本地振荡器可在接收器的中心频率处创建严重失真，因此传输信号不包含基带频率k=m上的调制符号是有利的。因此，在本发明的实施例中，数序的额外特征是数序的中心元素假设d_u[(L-1)/2]=0。

在现有技术3GPP E-UTRA（LTE）系统中，所有同步信号映射到LTE载波频率周围，即m=0，其中载波频率f_LTE可以具有大量不同的可能值，其由具有100kHz间距的光栅上的LTE蜂窝标准定义。如果本发明定义的新同步信号对称地映射到一些非零基带频率m≠0周围，这些非零基带频率m≠0用于RF信号对应于100kHz光栅上的频率之一，中心元素为零的数序具有另一优势。在这种情况下，通过将在新UE中的本地振荡器设置为频率f_c=f_LTE+m·△f可以在新UE（m≠0）和传统UE（m=0）中使用相同的同步信号检测器。另一方面，如果基带频率m不是100kHz光栅上的频率之一，那么新UE必须搜索LTE频带上的所有频率，这显著增加了实施复杂度、功耗和平均小区搜索时间。

使用对应于f_c=f_LTE的本地振荡器f_LO进行解调

在本发明的另一实施例中，接收器通过使用与LTE标准定义的可能LTE载波频率之一相同（即对应于离散基带频率k=0）的本地振荡器频率解调接收的连续时域信号促进低复杂度同步信号检测。接收的基带信号如等式（4）中所示。

对于此类RF解调而言，为了减少同步检测的复杂度公开了以下三种优选实施例。

a)乘法运算之前增加对称性样本

公开的同步信号允许减少接收器中的乘法运算复杂度。这可如下文所例示。考虑相关值其表示了在正确的时间来自匹配的滤波器（相关器）的输出值。由于

的中心对称，我们可以使用（4）和（5）为（其中N是偶数）标识相关总和中的产品对

$r_u\left[k\right]s_u^{*}\left[k\right]+r_u[N-k]s_u^{*}[N-k]=\left(W_N^{-\mathrm{mk}}{r}_u\right[k]+W_N^{\mathrm{mk}}{r}_u[N-k\left]\right){\tilde{s}}_u^{*}\left[k\right].$

在上述表达式的右手边，在乘以复制信号

之前将输入样本和复杂指数函数相乘。有经验的读者可推断出用于根索引

的相似关系。此表征的优点在于其可使用对应于

的滤波器系数，其已经应用在用于传统终端的小区搜索器中在m=0时检测同步信号。替代性的表征为

$r_u\left[k\right]s_u^{*}\left[k\right]+r_u[N-k]s_u^{*}[N-k]=\left(r_u\right[k]+W_N^{-2\mathrm{mk}}{r}_u[N-k\left]\right){\tilde{s}}_u^{*}\left[k\right].$

其将产生另一滤波器系数集

由于与

相乘仅意味着相移，因此可等效于1复杂乘法运算实施上述表达式。因此可通过少于N次的乘法运算计算相关值ρ(0)。图3示出了使用所述输入样本的成对对称的相关器（具有抽头时延D的匹配滤波器）。因此，在与复制信号相乘之前将成对对称的输入样本与复杂指数函数相乘。

b)基带混合器预处理

通过在相关器的输入之前将接收的离散基带信号和

（即具有取决于m的周期的复杂指数函数）混合，可如图4所示预处理该同步。在离散基带信号上进行图4中的混合以取消接收信号的复杂指数项

如果存在，应在基带混合器之后应用用于选择同步信号的窄带低通滤波器。这是一种优点，因为当检测m≠0和m=0的同步信号时，其允许使用相同的滤波器。

该预处理的优点在于相关器可包括匹配至

的滤波器，

是根据专利文件中引用的现有技术的中心对称信号。图5示出了相关器结构，其中输入包括预处理信号

根据图5，在与复制信号相乘之前增加成对对称输入样本。

由于混合器不断在接收信号上进行乘法运算，因此在混合器和接收信号之间存在任意但固定的时延p。接收器不知道该时延并且该时延无法补偿。考虑到这种影响，相关器的输入可描述为

当r[l]=s[k]，相关函数成为

$\begin{array}{c}\mathrm{\&rho;}\left(\mathrm{\&Delta;}\right)=\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{W}_N^{-m(n+p)}s\right[n\left]s^{*}\right[(n+\mathrm{\&Delta;})\mathrm{mod}N\left]\right|\\ =\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{W}_N^{-m(n+p)}{W}_N^{\mathrm{mn}}\tilde{s}\left[n\right]{\tilde{s}}^{*}\right[(n+\mathrm{\&Delta;})\mathrm{mod}N\left]\right|\\ =\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\tilde{s}\right[n\left]{\tilde{s}}^{*}\right[(n+\mathrm{\&Delta;})\mathrm{mod}N\left]\right|.\end{array}$

因此，继承了

的相关属性并且可使用现有技术的低复杂接收器结构。

c)相关器输入的块处理

还可通过块处理方法实现混合器预处理的优点。一般而言，相关器可采用r[k],k=0,1,...,N-1的一块输入样本。假设

表示在第z:个块中包含N个样本的预处理接收信号，并且第z+1:个块包括样本k=1,...,N，其预处理为

当块包括同步信号

的N个样本时，相关器的输入实际上成为

因此，对于任意此块而言，相关器可构成匹配至的滤波器。

对于第z:个块而言，预处理信号的值的集合为

${\left\{r\right[0],W}_N^{-m}r\left[1\right],W_N^{-2m}r\left[2\right]W_N^{-(N-1)m}r[N-1]\}$

并且对于第z+1:个块而言

$\left\{r\right[1],W_N^{-m}r[2],W_N^{-2m}r[3],...,W_N^{-(N-1)m}r[N\left]\right\}.$

因此意识到可从第z:个块获得用于第z+1:个块的预处理的信号值。

用r[1]替代r[0]

将第z:个块中剩余的信号值乘以

插入 $W_N^{-(N-1)m}r\left[N\right]$

由于

是复值常数（即位移）并且仅需要一次复杂乘法运算，即由于这允许减少块的实施复杂度。

频移

任意整数值频移m适用于本发明。在一项实施例中，m的值与系统指定的载波频率相关联。这意味着在m个位移之后

（包括d_u[(L-1)/2])映射至集H_u中的傅里叶频率系数，当用于RF信号中时，H_u对应系统的载波f_c。因此，公开的同步信号将位于系统的载波频率光栅上，例如频率f_LTE，其允许使用现有的小区搜索实施方式。在这种情况下，传统移动终端可检测到新的同步信号并且错误地假设新同步信道的中心频率对应于LTE系统的载波频率。

可通过向新同步信号分配不同的序列来解决该问题，其中新同步序列与传统同步序列具有低交叉相关性。在这种情况下，将防止传统UE错误地检测新同步信道的中心频率，因为它们的相关器将不会检测新同步信号的同步序列。为新同步信号定义新序列的一种方法是将Zadoff-Chu序列的根索引与频移m相关联。

在异构网络部署中，微微小区广播位于不同频率偏移m的多个同步信号可能是有用的。同步信号检测通常是范围扩展区内的问题，即何处干扰较强。与范围扩展区相比，与微微小区更近的终端可以检测来自微微小区的同步信号，其在与来自宏小区的同步信号一样的频率资源上传输，即m=0。传统终端可能仅能够检测m=0的同步信号，其在传统终端与微微小区连接但不在范围扩展区中的情况下是可能的。因此在不同的频率位置传输同步信号是有益的，因为其允许新的和传统的终端接入微微小区。如果没有在频率m=0时传输的同步信号，则没有能够接入微微小区的传统终端。

在另一实施例中，多个同步信号在不同的OFDM符号中或者相同的OFDM符号内传输。这是仅假设同步信号位于对应于m=0的载波频率周围的传统终端的优点。因此，已公开部署在不同的OFDM符号中或者相同OFDM符号内的若干值m=m₀,m=m₁...。据了解，一个OFDM符号内不同的同步信号不应在频率上重叠。使用m=m₀,m=m₁...的值可以预先确定或者发送至接收器。

在又一实施例中，频移m的值与系统指定的载波频率不关联。这意味着在m个位移之后，

（包括d_u[(L-1)/2])映射至集H_u中的傅里叶频率系数，当用于RF信号中时，H_u对应于不用作系统的载波频率的频率f_c。因此，公开的同步信号将不位于系统的载波频率光栅上。这是一种优点，由于传统UE，即仅搜索m=0的同步信号的UE，将不能检测m≠0的同步信号。这避免了此传统UE错误地检测载波的中心频率。在这种情况下，不需要新同步序列。

数序

任意复值或者实值中心对称数序d_u[n],n=0,1,...,L-1适用于本发明。在一项实施例中，数序是具有根索引u=25,29和34且长度为63的Zadoff-Chu序列。该数序具有相同的相关器可以在传统3GPP LTE系统中使用的优点。然而，根据另一实施例，数序是具有除了上述之外的根索引且长度为63的Zadoff-Chu序列。如上所述，优点在于当m≠0时防止传统UE检测新同步信号。

此外，所属领域的技术人员理解到，根据本发明的一种方法也可以在计算机程序中实施，所述计算机程序具有代码构件，这种代码构件在计算机中运行时，致使计算机执行所述方法的步骤。计算机程序包含于计算机程序产品的计算机可读介质中。计算机可读介质本质上可由任何存储器组成，例如ROM（只读存储器）、PROM（可编程只读存储器）、EPROM（可擦除PROM）、闪存存储器、EEPROM（电可擦PROM）或硬盘驱动器。

此外，上述方法可在合适的设备中实施。

因此，根据本发明的信号处理设备包括：

用于定义长度L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1的构件，所述数序围绕所述数序的该元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；

用于映射离散傅里叶频率系数

的第一集合上的所述数序的构件；

用于通过将离散傅里叶频率系数的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数H_u的第二集合的构件，其中m是除零以外的整数；以及

用于将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号的构件。

然而根据本发明的无线通信系统中的用于接收同步信号的接收器设备包括：

根据本发明的用于接收一个或者多个同步信号的构件；

用于解调所述一个或者多个同步信号的构件；以及

用于使用所述解调的一个或者多个同步信号进行同步的构件。

上述定义的设备优选地分别包括在基站设备中、移动台设备或者中继设备中。也要注意可根据本发明的方法的不同实施例修改定义的设备。

最后，应了解，本发明并不局限于上述实施例，而是同时涉及且并入所附独立权利要求书的范围内的所有实施例。

Claims (34)

1.用于为无线通信系统生成同步信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

定义长度L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1，所述数序围绕所述数序的所述元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；

映射离散傅里叶频率系数

的第一集合上的所述数序；

通过将离散傅里叶频率系数

的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数H_u的第二集合，其中m是除零以外的整数；以及

将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述转变步骤包括：

将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成离散或者连续时域信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于

通过以下公式获得所述离散时域信号：

$s_u\left[k\right]=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{N-1}{H}_u\left[n\right]W_N^{-\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1},...,N-1$ ，其中，

N是等于或者大于L的正整数；并且

通过以下公式获得所述连续时域信号：

$s_u\left(t\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=-N/2}^{N/2-1}{H}_u\left[k\right]\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}},0\&le;t<\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}}=N\&CenterDot;T_s,$ 其中T_s是采样周期，△f是所述无线通信系统的子载波频率间距。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，离散傅里叶频率系数的所述第一集合

是中心对称离散傅里叶频率系数的一个集合。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，通过以下公式获取离散傅里叶频率系数

的所述第一集合：

${\tilde{H}}_u\&lsqb;l\&rsqb;=\{\begin{array}{cc}{d}_u[l+\frac{L-1}{2}],& l=\mathrm{0,1}...,\frac{L-1}{2}\\ d_u[l-N+\frac{L-1}{2}],& l=N-\frac{L-1}{2},...,N-1\&prime;\\ 0,& \mathrm{elsewhere}.\end{array}$

其中N是等于或者大于L的正整数，并且l=0,1,...N-1。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频移涉及m个位移以N为模，其中N是大于或者等于L的正整数。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，通过以下公式获取所述频移：

$H_u\left[l\right]={\tilde{H}}_u\left[(l+m)\mathrm{mod}N\right],$ 其中l=0,1,...N-1。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数序满足d_u[(L-1)/2]=0的情况。

9.根据权利要求1或8所述的方法，其特征在于，所述数序d_i[n],n=0,1,...,L-1是具有根索引u等于25、29或者34且长度为63的Zadoff-Chu序列。

10.根据权利要求1或8所述的方法，其特征在于，所述数序d_u[n],n=0,1,...,L-1是具有根索引u不为25、29或者34且长度为63的Zadoff-Chu序列。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于m个位移的值定义所述数序d_u[n],n=0,1,...,L=1。

12.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述无线通信系统是3GPPE-UTRA系统等OFDM系统，并且m个位移对应于m个子载波的频移。

13.用于在无线通信系统中传输同步信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

在无线通信系统中传输一个或多个根据权利要求1至12的任一权利要求生成的同步信号。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述一个或者多个同步信号用作主同步信号

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述无线通信系统是3GPP E-UTRA系统等OFDM系统，采用多个载波频率f_c并且m对应于m个子载波的频移。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述一个或者多个同步信号在多于一个OFDM符号中传输，所述一个或者多个同步信号具有用于m的不同值。

17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述一个或者多个同步信号在相同的OFDM符号中传输，所述一个或者多个同步信号具有用于m的不同值。

18.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，选择用于一个同步信号的m个位移，这样所述同步信号的

映射至任一所述多个载波频率f_c上。

19.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，选择用于一个同步信号的m个位移，这样所述同步信号的

映射至不同于任一所述多个载波频率f_c的载波频率上。

20.根据权利要求14-19中任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括以下步骤：

传输至少一个更远的主同步信号，所述更远主同步信号根据3GPPE-UTRA定义和传输。

21.用于在无线通信系统中进行同步的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

接收根据权利要求13至20的任一权利要求传输的一个或者多个同步信号；

解调所述一个或者多个同步信号；以及

使用所述解调的一个或者多个同步信号进行同步。

22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述无线通信系统是采用至少一个载波频率f_c和多个频率间距等于△f的子载波的OFDM系统。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述载波频率f_c是用于3GPP E-UTRA系统的载波频率。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，使用等于所述载波频率f_c加上所述子载波间距△f的m倍的本地振荡器频率f_LO解调所述至少一个同步信号，使得f_LO=f_c+m·△f。

25.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，使用等于所述载波频率f_c的本地振荡器频率f_LO解调所述至少一个同步信号，使得f_LO=f_c。

26.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述解调步骤包括：

在与所述传输的一个或者多个同步信号的复制信号相乘之前增加所述接收的一个或者多个同步信号的样本。

27.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述解调步骤包括：

在与传输的一个或者多个同步信号的复制信号相乘之前将所述接收的一个或者多个同步信号与具有取决于m的周期的复杂指数函数混合。

28.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述解调步骤包括：

在与传输的一个或者多个同步信号的复制信号相乘之前使用具有取决于m的周期的复杂指数函数块处理所述接收的一个或者多个同步信号。

29.一种计算机程序，其特征在于，编码构件，所述编码构件在计算机中运行时，使所述计算机执行根据权利要求1至28中任一权利要求所述的方法。

30.计算机程序产品包括计算机可读媒质以及根据权利要求29所述的计算机程序，其中所述计算机程序包含于所述计算机可读媒质中。

31.用于为无线通信系统生成同步信号的信号处理设备，其特征在于，所述信号处理设备包括：

用于定义长度L的数序d_u[n],n=0,1,...,L-1的构件，所述数序围绕所述数序的所述元素n=(L-1)/2中心对称，L是奇正整数并且n表示元素索引；

用于映射离散傅里叶频率系数

的第一集合上的所述数序的构件；

用于通过将离散傅里叶频率系数

的所述第一集合频移m个移位生成离散傅里叶频率系数H_u的第二集合的构件，其中m是除零以外的整数；以及

用于将离散傅里叶频率系数H_u的所述第二集合转变成时域信号的构件。

32.基站设备包括至少一个根据权利要求31所述的信号处理设备。

33.用于在无线通信系统中接收同步信号的接收器设备，其特征在于，所述接收器设备包括：

用于接收根据权利要求1至11的任一权利要求传输的一个或者多个同步信号的构件；

用于解调所述一个或者多个同步信号的构件；以及

用于使用所述解调的一个或者多个同步信号进行同步的构件。

34.移动台设备或者中继站设备至少包括一个根据权利要求33所述的接收器设备。

Images